имеет высокое входное сопротивление, внутреннюю

Микросхема К544УД1. Операционный усилитель (рис. 1.270)- имеет высокое входное сопротивление, внутреннюю частотную кор­рекцию и нормированный уровень шума. На входе усилителя включе­ны полевые транзисторы VT4 и VT5. Ток через эти транзисторы за­дается генератором тока на транзисторе VT6, базовое опорное на­пряжение которого определяется транзистором VT7 в диодном включении. Для получения большого усиления напряжения в сток транзисторов VT4 и VT5 включены генераторы тока, которые обра­зуют трансформатор тока (транзисторы VT1 — VT3). Ток через тран­зисторы . VT1 и VT2 можно менять внешним резистором, подключен­ным к выводам 1 и 8, что позволяет устанавливать на выходе ОУ нулевое постоянное напряжение. Выходной сигнал первого каскада подается через эмиттерный повторитель (VT8) на второй усилитель-ный каскад на транзисторе VT9, в коллекторной цепи которого включен генератор тока на транзисторе VT10. С коллектора транзис­тора VT9 сигнал снимается на эмиттерный повторитель. Нагрузкой этого повторителя является транзистор VT14. На транзисторах VT12 и VT13 образуется падение напряжения, необходимое для открыва­ния транзисторов VT15 и VT18 выходного каскада. Для защиты вы­хода ОУ от короткого замыкания служат транзисторы VT16 и VT17, которые открываются при большом выходном токе и шунтируют выходное напряжение.

Зависимость коэффициента передачи усилителя от частоты пока­зана на рис. 1.271. Частотная характеристика полной амплитуды вы­ходного сигнала изображена на рис. 1.272. Температурные зависи­мости входных токов и их разности представлены на рис. 1.273.



                                           Рис. 1.270                                                        Рис. 1.271

     

       Рис. 1.272                                Рис. 1.273                    Рис. 1.274        Рис. 1.275



       Рис. 1.276                    Рис. 1.277                    Рис. 1.278                    Рис. 1.279



       Рис. 1.280                    Рис. 1.281        Рис. 1.282                    Рис. 1.283        Рис. 1.284



Изменение входного тока от напряжения питания с учетом различной температуры окружающей среды приведено на рис. 1.274. При изме­нении напряжения питания коэффициент усиления меняется по зако­ну, изображенному на рис. 1.275. Зависимости напряжения смещения от температуры и напряжения питания даны на рис. 1.276 и 1.277. Изменение напряжения шума на выходе при различных напряжениях питания показано на рис. 1.278, а спектральная плотность шума — на рис, 1.279. Зависимость скорости нарастания выходного напряже­ния от емкости нагрузки приведена на рис. 1.280. На рис. 1.281 пред­ставлена зависимость максимального выходного напряжения от со­противления нагрузки. На рис. 1.282 показана схема включения ОУ в качестве повторителя, а на рис. 1.283 — в качестве усилителя. Для балансировки выходного напряжения применяется схема рис. 1.284. Микросхем? К544УД2. Входной каскад усилителя (рис. 1.285) выполнен на полевых транзисторах VT10 и VT17. Эти транзисторы в истоке имеют генератор тока, образованный транзисторами VT21 и VT23. Нагрузкой полевых транзисторов являются транзисторы VT2 и VT5. С этих транзисторов сигнал подается в эмиттерные пов­торители VT3 и VT6, в коллекторы которых включены транзисторы VT8 и VT9. С коллектора транзистора VT9 снимается сигнал и по­дается на затвор полевого транзистора VT41, который выполняет функции повторителя с большим входным сопротивлением. Далее рабочий сигнал поступает на усилитель мощности, выполненный на транзисторах VT35, VT40 и VT36, VT39. Транзисторы VT37 и VT38 уменьшают порог открывания выходных транзисторов. Защита вы­ходного каскада от перегрузок осуществляется по двум цепям. С коллектора транзистора VT39 сигнал поступает на базу транзисто­ра VT26, который управляет напряжением в стоке полевого транзи­стора входного каскада. С коллектора транзистора VT36 сигнал по­дается на базу транзистора VT34. В этом случае происходит управ­ление током, протекающим через полевые транзисторы VT10 и 7777.


При перегрузках в обоих случаях происходит изменение напряжения в стоке транзистора VT17, которое управляет режимом выходных транзисторов.



                                           Рис. 1.285                                                        Рис. 1.286



       Рис. 1.287                    Рис. 1.288                    Рис. 1.289                                Рис. 1.290





       Рис. 1.291                    Рис. 1.292                                Рис. 1.293                    Рис. 1.294



       Рис. 1.295                    Рис. 1.296                    Рис. 1.297                    Рис. 1.298

Для получения максимального усиления в коллекторы транзис­торов VT8 и VT9 включена схема «токового зеркала» на транзисто­рах VT10, VT16. С помощью транзисторов VT19, VT22 и VT24 об­разуется опорное .напряжение, которое используется в различных точках схемы.

Зависимость коэффициента усиления от частоты представлена на рис. 1.286. Частотная характеристика максимального выходного напряжения усилителя для двух режимов работы: кривая 1 (выводы 1 и .8 разомкнуты) и кривая 2 (выводы 1 и 8 замкнуты) приведена на рис. 1.287 для Сн=75 пФ. Изменение высокочастотного сигнала от питающего напряжения показано на рис. 1.288. Зависимость ско­рости нарастания выходного напряжения от напряжения питания дана на рис. 1.289. Температурная зависимость входного тока и разности входных токов представлены на рис. 1.290. Изменение на­пряжения смещения от температуры изображено на рис. 1.291. Для использования ОУ в широком диапазоне питающих напряжений не­обходимо у1итывать зависимости, приведенные на рис. 1.292, 1.293. Схемы включения ОУ в различных режимах работы приведены на рис. 1.294 — 1.298.

 

6. МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К574УД1

Микросхема К574УД1. Операционный усилитель (рис. 1.299) является усовершенствованным вариантом микросхемы К140УД8. Он имеет цепь внешней балансировки и комбинированную частотную коррекцию, что позволяет увеличить скорость нарастания выходного напряжения до 90 В/мкс.



На входе усилителя стоят два полевых транзистора VT2 и VT3, что обеспечивает большое входное сопротивление. Истоки этих транзисторов питаются генератором тока, который построен на транзисторе VT1. В стоках транзисторов дифференциального каскада включена схема «токового зеркала» на транзисторах VT4 — VT6. Сигнал снимается со стока транзистора VT3 и через эмиттерный пов­торитель на транзисторе VT7 подается на базы усилительных каска­дов на транзисторах VT8 и VT11. В коллекторе транзистора VT8 суммируются усилительные действия этих транзисторов. Для стаби­лизации постоянного напряжения на базе развязывающего транзи­стора VTJO служит цепь: резистор R10, транзистор VT12, диоды VD3, VD4. Парафазный сигнал, снимаемый с коллекторов транзисто­ров VT8 и VT11, подается на составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT13 и VT16. Цепочка на транзисторах -VT14, VT15 и резистор R12 обеспечивают постоянное пороговое напряжение для открывания выходного эмиттерного повторителя на транзисторах VT18 и VT19. Для защиты усилителя от перегрузок по выходу пред­назначены транзисторы VT17 и VT20.



                                           Рис. 1.299                                            Рис. 1300



       Рис. 1.301                                Рис. 1.302                    Рис. 1.303



       Рис. 1.304                                Рис. 1.305                    Рис. 1.306



       Рис. 1.307                    Рис. 1.308                    Рис. 1.309                    Рис. 1.310



Рис. 1.311

На рис. 1.300 приведена амплитудно-частотная характеристика, а на рис. 1.301 — частотная зависимость напряжения шума, приведенного ко входу. Зависимость коэффициента ослабления синфазного входного напряжения Ът напряжения питания показана на рис! 1.302. На рис. 1.303 даны изменения коэффициента усиления от напряже­ния питания. Зависимость входного тока и разности входных токов от напряжения питания приведены на рис. 1.304 и 1.305. Зависимости входного тока и напряжения смещения от температуры показаны на рис. 1.300 и 1.307.

Особенностью применения усилителя в различных устройствах является использование различных схем балансировки. На рис. 1.308 представлена наиболее распространенная схема балансировки. В этой схеме емкость корректирующего конденсатора Ск<50 пФ., Другой вид схемы балансировки представлен на рис. 1.309. Использование усилителя в качестве повторителя можно осуществить с помощью двух схем, приведенных на рис. 1.310 и 1.311. В этих схемах по-раз­ному включены корректирующие конденсаторы.

МОДУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Модуляторы постоянного тока применяются в различных исследованиях для измерения малых величин постоянного или пе­ременного тока и в коммутаторах аналогового сигнала при сборе и обработке информации в многоканальных системах. Для измерения постоянного тока модуляторы подключают ко входу усилителя леременного сигнала. В качестве модуляторов применяют реле, вибропреобразователи, диодные и транзисторные переключатели. Лучшими характеристиками обладают транзисторные модуляторы. Эти модуляторы выполняют как на биполярных так и на полевых транзисторах.

Модуляторы на биполярных транзисторах используют в тех случаях, когда требуется гальваническая развязка между датчиком и управляющим сигналом. Если же сопротивление источника сигна­ла более 500 кОм, то следует применять полевые транзисторы.

Основным недостатком модулятора является то, что при отсут­ствии входного сигнала на его выходах присутствует постоянное на­пряжение, возникающее за счет токов утечки и импульсных сигна­лов, связанных с паразитными межэлектродными емкостями актив­ных элементов. С этой точки зрения полевые транзисторы предпочтительнее, так как емкость затвор — канал у них значитель­но меньше межэлектродной емкости биполярных транзисторов. В открытом состоянии полевой транзистор представляет собой со­противление. Биполярные транзисторы в открытом состоянии имеют остаточное напряжение. Например, интегральная микросхема К101КТ1 имеет остаточное напряжение 50 мкВ. Остаточное напря­жение зависит от управляющего тока. При работе на модуляторах, собранных на биполярных транзисторах с низкоомным источником сигнала, уровень импульсных помех составляет 10 — 20 мкВ, а тем­пературный дрейф 0,2 — 0,5 мкВ/град.

Значительное влияние на работу модулятора оказывают поме­хи, проникающие на вход усилителя переменного сигнала из цепей управления через паразитные емкости. Эти помехи могут иметь амплитуду до 70 мВ. Чтобы помехи не насыщали усилитель, необ­ходимо применить схему компенсации.

Значительная часть существующих работ по модуляторам по­священа этому вопросу. Рассматриваются различные варианты уменьшения импульсных помех, а также влияние их на точность пре­образования постоянного сигнала в переменный.

Таблица 6.1

Тип микросхемы	Emax, B	Eост, мВ	I0. нА	Rотк. Ом	tвкл. мкс
К101КТ1		0,1	40	120
К124УТ1	±30	0,1 — 0,3	50	100	—
К162КТ1	±30	0,1 — 0,3	50	100	—
К168КТ1.2	—	0,1	10	100	1,5
К190КТ1	±20	10-4	100	300	2
К190КТ2	±20	10-4	50	50	2
К701МЛЗЗ	±10	0.02	200	350	1,5
К701МЛ36	±30	0,2	200	70	2
К701МЛ37	±30	0,2	100	100	1,5
К284КН1А	— 8, +10	—	10	160	2,0
К284КН1Б	±10	—	10	250	2,0

Примечание: Emаx — максимальное напряжение переключаемого сигнала; Eост — остаточное напряжение; I0 — ток утечки; Rотк — сопротивле­ние открытого ключа; tвил — время включения.

В табл. 6.1 приводятся параметры интегральных микросхем, которые применяют для переключения аналоговых сигналов.

1. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ

Микросхема К162КТ1. Микросхема (рис. 6.1) содержит два транзистора типа р-n-р с общим выводом коллектора и приме­няется в прерывателях с автономным управляющим источником. Огтаточное напряжение между контактами 1 и 7 при базовом токе 2 мА составляет: К162КТ1А — 100 мкВ, К162К.Т1Б — 200 мкВ, К162КТ1 — 300 мкВ. Сопротивление между эмиттерами равно 100 Ом. Обратное напряжение база — эмиттер — 30 В а коллек­тор — база — 20 В.



       Рис. 6.1                                    Рис. 6.2

 Микросхема К101КТ1. В микросхеме применены транзисторы с проводимостью типа n-р-n (рис. 6.2). Для управления микросхемой необходимо иметь управляющий сигнал, не связанный с общей ши­ной. Остаточное напряжение между контактами 3 и 7 для групп А, В составляет менее 50 мкВ, а для групп Б, Г — менее 150 мкВ. Напряжение между эмиттерами для групп А, Б составляет 6,3 b] а для групп В, Г — 3 В.


Ток через транзисторы не более 10 мА! Сопротивление между эмиттерами менее 100 Ом. Ток утечки между эмиттерами менее 10~8 А.



                                          Рис. 6.3

Микросхемы К168КТ1 и К168КТ2. Эти микросхемы (рис. 6.3) применяют в качестве коммутаторов аналогового сигнала. Управ­ляемый и входной сигналы имеют общую шину. Остаточное напря­жение сток — исток менее 10 мкВ. Сопротивление открытого тран­зистора менее 100 Ом. Ток утечки сток — истбк для групп А, Б, В — менее ШиА. Ток утечки детвора не превышает 10нА. Время включения равно 0,3 мкс, а время выключения — 0,7 мкс. Допусти­мые напряжения между затвором и подложкой 30 В, а между истоком и стоком — подложкой для группы А — 10 В, для группы Б — 15 В, для группы В — 25 В.

 

2. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Модулятор последовательно-параллельного типа. Работа модулятора (рис. 6.4) основана на поочередном открывании и за­крывании транзисторов. Когда импульс положительной полярности приходит на базу VT1, то транзистор открывается и через него протекает ток, значение которого определяется сопротивлением ре­зистора RL Входной сигнал проходит на выход. В следующий полупериод управляющего сигнала положительный импульс откры­вает транзистор VT2, транзистор VT1 закрывается. Выход подклю­чается к нулевой шине. Важным фактором в работе схемы являет­ся равенство остаточных напряжений. Для выравнивания этих на­пряжений служит резистор R1.

Дистанционный выключатель. В схеме выключателя (рис. 6.5, а) для открывания транзисторного ключа используется выпрямленное с помощью диода VD1 и конденсатора С1 управляющее напряже­ние. В схеме отсутствуют импульсные помехи, связанные с пере­ключением транзисторов. Управление осуществляется гармонически­ми сигналами с амплитудой 2 — 3 В. Протекающий через транзисто­ры ток создает падение напряжения. Зависимость падения напря­жения на ключе от протекающего тока показана на рис. 6,5, б.

Однополупериодный модулятор. Модулятор (рис. 6.6, а) по­строен на микросхеме К101КТ1В.


Управляющий сигнал прямоуголь­ной формы с амплитудой 2 В одновременно открывает оба транзи­стора. Входной сигнал поступает на первичную обмотку выходного трансформатора. Учитывая характеристику зависимости остаточного напряжения от управляющего тока, входной сигнал должен йревы-шать значение 20 — 30 мкВ.

Остаточное напряжение можно уменьшить, подбирая управля­ющий ток, протекающий через один из резисторов. В некоторых случаях регулировкой сопротивления резистора R1 можно добиться полной компенсации остаточного напряжения. На рис. 6.6, б пред­ставлена зависимость U0ст от Iуир для наиболее типичного случая.

Двухполупериодный модулятор. Модулятор (рис. 6.7) работает на частоте 20 кГц. Амплитуда управляющих импульсов прямоуголь­ной формы равна 4 В. В результате поочередного открывания тран­зисторов VT1 и VT2 входной сигнал попадает на разные выводы первичной обмотки Тр2. На вторичной обмотке появится сигнал прямоугольной формы с амплитудой входного сигнала.

Для уменьшения влияния остаточного напряжения на транзи­сторах в схему введены резисторы R1 и R4. С помощью резистора R1 выравниваются управляющие базовые токи, в результате чего остаточное напряжение составляет около 4 мВ. Резистор R4 ком­пенсирует это напряжение и тем самым позволяет создать модуля­тор с чувствительностью около 10 мкВ.

Компенсационный модулятор. Для уменьшения начального уров­ня в модуляторе (рис. 6.8) применяется сложная схема подачи управляющнх сигналов. Поскольку начальный уровень модуляторов определяется импульсными сигналами, которые проходят через ем­кости база — коллектор, то подстройка сводится к изменению переднего и заднего фронтов управляющих сигналов. Управляющий сигнал с амплитудой 15 В подается на первичную обмотку транс­форматора. С помощью резисторов R3 и R4 и диодов VD3 и VD4 фронты управляющих импульсов заваливаются настолько, что поз­воляют скомпенсировать помеху до уровня менее 30 мкВ.



                               Рис. 6.4





                                          Рис. 6.5



                                          Рис. 6.6



                   Рис. 6.7                                                                        Рис. 6.8



                          Рис. 6.9

3. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Аттенюатор. Максимальное ослабление аттенюатора (рис. 6.9) составляет 80 дБ, а переменного напряжения с частотой до 500 кГц — более 60 дБ. Максимальный коэффициент передачи при входном напряжении постоянного тока равен 0,93, а для перемен­ного напряжения с частотой 500 кГц — 0,46. Максимальное управ­ляющее напряжение менее 8 В.

Одиночный ключ. Для коммутации постоянного напряжения ис­пользуется ключ на полевом транзисторе VT1 (рис. 6.10, а). В от­крытом состоянии, когда на затворе напряжение равно нулю, транзистор имеет сопротивление RОТK = 1/S = 500 Ом. Если поло­жительное напряжение на затворе больше напряжения отсечки, транзистор находится в закрытом состоянии. В этом режиме сопро­тивление его может превышать сотни мегаом. Управление ключом осуществляется транзистором VT2. Когда он закрыт, положи­тельное напряжение коллектора проходит через диод на затвор полевого транзистора. При появ­лении нулевого напряжения в коллекторе ключ открывается. Максимальная частота работы ключа равна 50 кГц. Входное на­пряжение, коммутируемое клю­чом, лежит в пределах от 10 до +5 В. Сопротивление нагрузки не менее 5 кОм. Точность переда­чи входного сигнал более 0,1%. Передаточная характеристика ключа показана на рис. 6.10,6. Управляющее напряжение положительной полярности должно быть больше 1В.



                                           Рис. 6.10                                              Рис. 6.11

Модулятор с компенсацией помехи. При преобразовании посто­янного входного сигнала в переменный существенные ограничения на минимальное значение входного сигнала накладывают помехи. Чтобы избавиться от этого, применяют схемы компенсации. Одна из таких схем представлена на рис. 6.11.


В схеме модулятора ключ построен на транзисторе VT1. Усилитель собран на транзисторе VT2. Цепь компенсации состоит из двух резисторов R5 и R6.

Управляющий сигнал прямоугольной формы подается на за­твор полевого транзистора. Из-за наличия паразитной емкости затвор — сток-напряжение коммутации проникает на выход в виде помехи и образует начальный уровень. Проникшее напряжение ком­пенсируется импульсами управляющего напряжения, поступающими в. исток VT2 с делителя на резисторах R5 и R6 в противофазе по отношению к напряжению помехи. Компенсирующее напряжение устанавливается с помощью переменного резистора R5.

Схема с противофазной компенсацией. На рис. 6.12, а приведе­на схема коммутации аналогового сигнала, в которой применена цепь компенсации импульсных помех, возникающих из-за паразит­ных емкостей полевых транзисторов. Компенсация осуществляется подачей противофазного помехе сигнала на выход схемы через конденсатор С1. Амплитуда компенсирующего импульса устанав­ливается потенциометром R2. При частоте управляющих сигналов 1 кГц и амплитуде 5 В средний ток в нагрузке от импульсных помех может составлять 2 — 5 нА. Дрейф выходного напряжения при компенсации уменьшается в 10 — 20 раз. На схеме рис. 6.12,6 при­менен двухзатворный полевой транзистор. Компенсация импульсных помех осуществляется по второму (верхнему по схеме) затвору. При управляющем напряжении 1,5 В и при определенной темпера­туре средний ток от импульсных помех можно свести к нулю. При изменении температуры дрейф тока в нагрузке составляет 0,2 — 0,5 нА/град.



                                          Рис. 6.12



                                          Рис. 6.13

Комбинированный модулятор. Модулятор (рис. 6.13) состоит из двух поочередно открывающихся транзисторов VT1 и VT2. Когда открыт транзистор VT1, входной сигнал поступает на затвор уси­лительного транзистора VT3, который имеет входное сопротивле­ние около 100 МОм. В следующий момент транзистор VT1 закры­вается, а транзистор VT2 открывается и на вход усилителя посту­пает нулевой уровень.


В результате на выходе транзистора VT3 будет усиленный сигнал прямоугольной формы. Амплитудная ха­рактеристика всей схемы линейна в пределах от 10 мкВ до 1 мВ с коэффициентом передачи 0,8. Если на входе отсутствует сигнал, то на выходе возникают импульсные помехи, которые вызваны пара­зитными емкостями модулятора. Положительные импульсы имеют амплитуду около 25 мкВ, а от­рицательные импульсы — более 100 мкВ. Эти помехи можно ча­стично компенсировать с по­мощью цепочки R1, С1. Парамет­ры этой цепочки находятся в прямой зависимости от паразит­ных емкостей транзисторов.

Балансный модулятор. Схема балансного модулятора (рис. 6.14) состоит из двух комбинирован­ных модуляторов. В результате приведенного на схеме включения на выходах балансного модуля­тора возникают импульсные помехи одной полярности. Входные сигналы модулятора по­даются на Вход 1 и Выход 2 дифференциального усилителя. Поскольку импульсные помехи поступают одновременно на оба усилителя, то в результате они будут частично скомпенси­рованы. Степень компенсации зависит от коэффициента подавления синфазных сигналов дифференциальным усилителем, а также от неравенства паразитных емкостей модулятора. Импульсные помехи на выходе усилителя могут составлять менее 1 мкВ. Максимальное значение входного сигнала 3 В. В схеме вместо транзисторов VT1 — VT4 целесообразно применить две интегральные микросхемы КПС202, в которых находятся по два подобранных полевых тран­зистора.



       Рис. 6.14                                                          Рис. 6.15

Балансный компенсатор помех. При подаче сигналов на вход ОУ (рис. 6.15) через полевой транзистор VT1 на выходе схемы возникают импульсные помехи, связанные с паразитными емкостями транзисторов. Чтобы избавиться от этого, на другой вход усилителя подаются аналогичные сигналы, снимаемые с другого полевого тран­зистора VT2. В результате на обоих входах ОУ возникают одина­ковые помехи. Подстройка амплитуд этих помех осуществляется с помощью резистора R6. В итоге на выходе ОУ выбросы от пере­ключения полевых Транзисторов не превышают 1 мВ.


Для вход­ного сигнала с амплитудой меньше 3 В точность передачи равна 0,5%.

4. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Переключатель аналогового сигнала. В процессе передачи аналогового сигнала со входа на выход схемы (рис. 6.16) прини­мают участие ОУ и два полевых транзистора. На выходе будет присутствовать сигнал, если транзистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 открыт. В этом режиме ОУ имеет коэффициент усиления, рав­ный единице. При переключении полевых транзисторов коэффициент усиления становится равным нулю. Управление полевыми транзи­сторами осуществляется транзистором VT3.

Коммутатор сигналов. Коммутатор аналоговых сигналов (рис. 6.17, а) предназначен для работы с входными сигналами от О до 6 В. Допускается параллельное включение до 64 каналов. Ча­стота опроса каждого канала при этом будет 2 кГц. Погрешность передачи входного сигнала с уровнем 6 В составляет менее 10 мВ.



                          Рис. 6.16

При подаче на управляющий вход положительного напряжения по­левой транзистор находится в закрытом состоянии. Нулевое управ­ляющее напряжение открывает полевой транзистор. В момент перехода транзистора из закрытого состояния в открытое через паразитные емкости на выход проходит импульсный сигнал помехи. Для компенсации помехи включен конденсатор С в цепь ООС. Амп­литуда помехи составляет несколько милливольт. Первый ОУ (DA1) для входного сигнала имеет коэффициент усиления, равный единице. Второй ОУ (DA2) выполняет роль повторителя с большим входным сопротивлением. На схеме рис. 6.17,6 показан коммутатор с управляющими устройствами на интегральной микросхеме К155ЛА8.

Коммутатор на интегральной микросхеме К190КТ2. Коммутатор сигналов от 0 до — 10 В (рис. 6.18, а) построен на микросхеме типа К190КТ2, в которой ключи выполнены на МОП-транзисторах с каналом типа р. Напряжение — 25 В, которое присутствует в коллекторах транзисторов VT1 — VT4, открывает ключи. Для закры­вания ключа подается положительное напряжение 3 В в эмиттеры транзисторов VT1 — VT4. На рис. 6.18,6 приведена зависимость по­грешности ключа от входного напряжения.





                                          Рис. 6.17



                                          Рис. 6 18



                          Рис. 6.19

Четырехканальный коммутатор. Коммутатор аналоговых сигна­ лов построен на интегральной микросхеме К168КТ2 (рис. 6.19, а), которая состоит из четырех ключей на полевых транзисторах. Тран­зисторы в открытом состоянии имеют сопротивление менее 100 Ом, а напряжение отсечки 3 — 6 В. Управление ключами осуществляется логической схемой К155ЛА8, которая имеет четыре открытых кол­лектора. В цепях коллекторов стоят нагрузочные резисторы R4 — R7. На рис. 6.19,6 приведена передаточная характеристика ключа при R3=1,5 кОм при различных напряжениях смещения на контакте 11 микросхемы DA1: кривая 1 — 12 В, кривая 2 — 9 В, кривая 3 — 6 В, кривая 4 — 5В.

Для R3=1,5 кОм коэффициент передачи равен 0,93, а нели­нейность в диапазоне коммутируемых сигналов 0 — 1 В менее 1,5%, а для диапазона 0 — 10 В — менее 5%. При сопротивлении нагрузки R3= 100 кОм нелинейность в первом диапазоне не пре­вышает 0,01%, а во втором диапазоне — 0,1%. Длительность фрон­та включения по уровням 0,1 и 0,9 составляет 1,8 мкс, а выключе­ния — 3,6 мкс. При первом входном сигнале на резисторе Ri3= 10 кОм возникают импульсные помехи с амплитудой 0,5 В и с длительностью 0,1 мкс. Коммутатор может переключать как постоянное напряжение, так и импульсные сигналы с длительностью до десятков наносекунд.

Следует иметь в виду, что микросхема DD запитывается по общей шине, вывод 7 к — 12 В, а на контакт 14 подается нуль. Кроме того, сигналы управления необходимо подавать относитель­но — 12 В.



                                          Рис. 6.20



                                                          Рис. 6.21

Коммутатор на биполярных транзисторах. Коммутатор аналого­вых сигналов (рис. 6.20) имеет в своей основе дифференциальный  усилитель с глубокой ООС. Схема содержит четыре ключа, которые переключаются при коммутации генератора тока, включенного в эмиттер дифференциальной пары транзисторов, входящих в ключ Для транзисторов VT3 и VT4 генератором тока является транзи­стор VT13. Когда через транзистор VT13 протекает ток, то сигнал на Входе 1 управляет перераспределением тока транзисторов VT3 и VT4. В их коллекторах возникает падение напряжения, которое управляет ОУ.


В схеме существует ООС с выхода ОУ на базу транзистора VT4. Для пропускания сигнала но Входу 2 включает­ся транзистор VT12. Управление генераторами тока (транзисторы VT11 — VT14) осуществляется микросхемой DD1 через транзисторы VT15 и VTJ6, которые также управляются микросхемой. Микро­схема DD1 является двухразрядным счетчиком. Выходные сигналы счетчика, отображающие двоичное число, дешифрируются транзи­сторами VT11 — VT16. На вход счетчика должны поступать импуль­сы положительной полярности с амплитудой до 5 В.

Выходной сигнал с дифференциального каскада поступает на ОУ DA1 и далее на ОУ DA2. Коэффициент усиления ОУ DA2 можно регулировать изменением сопротивления резистора !R5. Для получе­ния максимального быстродействия в схеме коммутатора желатель­но использовать ОУ серии К НО. Следует учесть, что микросхемы К140УД1Б требуют введение корректирующих цепей между выво­дами 1 и 12 (С=100 пФ, R=1 кОм). Время установления вход­ного сигнала в коллекторах транзисторов VT1, VT2 составляет менее 50 не, а на выходе — менее 300 не. Транзисторы коммутатора входят в состав микросхемы К198НТ1.

Ключи микросхемы К284КН1. Интегральная микросхема К284КН1А, Б (рис. 6.21) предназначена для коммутации аналого­вых сигналов постоянного и переменного токов с частотами до еди­ниц мегагерц. На рис. 6.21, а приведена схема одного ключа, а на рис. 6.21,6 — функциональная схема микросхемы. Входное напря­жение может меняться в пределах Т10 В.

Управление ключом осуществляется от логических элементов с напряжением высокого уровня не менее 2,4 В. В открытом состоянии ключ имеет сопротивление: К284КН1А — не более 160 Ом, К284КН1Б — не более 250 Ом. Коммутируемый ток равен: К284КН1А — от +10 до — 8 мА, К284КН1Б — =flQ мА. Время включения (выключения) составляет меньше 2 мкс. В закрытом со­стоянии ключ ослабляет входной сигнал на 60 дБ, при Яа=10кОм. На выходе ключа за счет емкостей переходов возникают им­пульсные сигналы с амплитудой 1 — 1,5 В и длительностью меньше 1 мкс.


Коэффициент передачи ключа близок к единице для сигна­лов с частотами до 10 МГц, что проиллюстрировано на графике рис. 6.21, в.

Глава 7

 

МОДУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Модуляция является процессом управления одним или не­сколькими параметрами гармонического колебания для передачи ин­формации на расстояние. Периодическое изменение любого из пара­метров превращает гармонический сигнал в сложное колебание, содержащее целый ряд спектральных составляющих. При проекти­ровании модуляторов следует обращать внимание на необходимость возможно более полной передачи спектра во избежание потери информации. Модуляторы, у которых в спектре выходного сигнала отсутствует составляющая несущей частоты, являются балансными. Возможны три типа модуляции: амплитудная (AM), частотная (ЧМ) и фазовая (ФМ). Между ЧМ и ФМ существует тесная связь. Эта взаимосвязь характеризуется выражениями (u(t)=dy(t)/dt и ф(0 = J w(t)dt. Любой из трех типов модуляции может быть осуществлен в аналоговом или дискретном виде.

Модуляция осуществляется как в нелинейных, так и в линейных цепях с переменными параметрами. В линейных цепях с постоян­ными параметрами осуществить модуляцию невозможно. Среди схем модуляторов наибольшее распространение получили линейные с переменными параметрами. Ограниченное применение нелинейных схем связано с возникновением паразитных колебаний, которые искажают модулированный сигнал.

Для осуществления AM гармонического сигнала достаточно в цепь прохождения сигнала включить управляющий элемент. В зави­симости от управляющего (модулирующего) сигнала меняется про­водимость цепи. На ее выходе меняется амплитуда сигнала.

Фазомодулированное колебание с малым индексом модуляции можно получить из AM колебания, если просуммировать модулиро­ванное колебание с гармоническим: A (t) cos cof+sin cof= = B(t)sin(wt+ф(t)], где B(t)= V1+A2(t), ф(t) =arctgA(t). Ре­зультирующий сигнал необходимо ограничивать по амплитуде.

Для получения ФМ колебания с большим индексом модуляции следует применить умножение частоты.


Фазомодулированное коле­бание можно получить также с помощью вариации одного из эле­ментов RС-цепи. поскольку фаза выходного сигнала такой цепи яв­ляется функцией ее постоянной времени ф=arctg(I/wRC).

Частотно-модулированное колебание может быть получено при использовании проинтегрированного модулирующего сигнала для ФМ. Частотно-модулированное колебание формируется и при пря­мой вариации частоты генератора гармонических колебаний В низ­кочастотных генераторах частота выходного сигнала может изме­няться с помощью полевых транзисторов, включенных в фазосдви-гающую цепь. В высокочастотных генераторах управление частотой осуществляется с помощью конденсаторов, включенных в колеба­тельный контур. В качестве управляющих конденсаторов применя­ют варикапы, в которых используется емкость р-n перехода

В случае, когда требуется повышенная стабильность несущей частоты генератора, применяют косвенную ЧМ, создаваемую за счет фазового управления. Для получения нестабильности несущей ча­стоты порядка 10-в ЧМ осуществляется путем изменения фазы ко­лебаний кварцевого генератора. При глубокой ЧМ, получаемой фазовым управлением, возникает значительная паразитная AM рез­ко увеличивающаяся при возрастании индекса модуляции Это об­стоятельство вынуждает использовать малый индекс модуляции с последующим многократным умножением частоты.

Помимо линейной модуляции в системах связи применяют дис­кретную модуляцию. В практическом отношении она является наи­более простой. Эта модуляция осуществляется с помощью импульс­ных управляющих цепей. Как правило, существуют несколько вхо­дов, где присутствуют необходимые сигналы. Эти сигналы в опре­деленной последовательности подключаются к выходу. Для ампли­тудной дискретной модуляции достаточно иметь один вход который периодически подключается к выходу. При ЧМ и ФМ возможен дискретный набор сигналов.

Включение корректирующих элементов ОУ, которые применяют­ся в устройствах, показано в гл. 1.



1. МОДУЛЯТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Линейный модулятор. Для управления коэффициентом усиления ОУ в модуляторе (рис. 7.1, о) в цепь ООС включен поле­вой транзистор. Отрицательная обратная связь выполнена на эле­ментах R1 — R3 и Rт, где RT — сопротивление полевого транзистора Коэффициент усиления каскада определяется выражением K=[R2/R1(1+R3/Rт)+R3/Rт]. Линейный участок изменения коэффициента усиления от управляющего напряжения лежит в диапа­зоне от 0 до 2 В. Максимальный коэффициент усиления при нуле­вом управляющем напряжении равен приблизительно 100. Частота входного сигнала равна 50 кГц. На графике рис. 7.1,6 приведена зависимость коэффициента усиления ОУ от управляющего напря­жения.



                                          Рис. 7.1



                                          Рис. 7.2

Управление коэффициентом усиления ОУ. Модулятор (рис. 7.2, а) использует управление коэффициентом усиления ОУ в схеме инвертирующего усилителя. Коэффициент усиления опреде­ляется отношением R3/RТ, где Rт — сопротивление полевого транзи­стора. Поскольку сопротивление полевого транзистора меняется по параболическому закону в зависимости от напряжения на затворе, то линейный участок изменения коэффициента усиления ОУ будет соответствовать изменению UBI2 в интервале от 2 до 3 В. Сигнал с несущей частотой подается на первый вход, а сигнал с модулиру­ющей частотой — на второй. С помощью резистора R4 на затворе устанавливается запирающее напряжение 2,5 В. Амплитуда моду­лирующего сигнала должна быть меньше 0,5 В. На графике рис. 7.2, б приведена характеристика управления модулятором.

Модулятор ОУ. Управление коэффициентом усиления ОУ в мо­дуляторе (рис. 7.3, а) осуществляется с помощью полевого транзи­стора, который подключен к неинвертирующему входу ОУ. Схема работает при входных сигналах меньше 1 В на частотах до 100 кГц. Для увеличения крутизны преобразования схемы жела­тельно увеличение максимального коэффициента усиления ОУ. Для приведенных на схеме элементов коэффициент равен 2.


На графике (рис. 7.3,6) приведена характеристика управления модулятором.



                                          Рис. 7.3



                                          Рис. 7.4

Модулятор с объединенными входами. Для управления ампли­тудой гармонического сигнала в модуляторе (рис. 7.4, а) ко входу ОУ подключен полевой транзистор. Этот транзистор совместно с ре­зистором R3 образует управляемый делитель напряжения. Входной сигнал одновременно действует на два входа ОУ. При напряжении на затворе 3 В на обоих входах действуют сигналы, равные по амплитуде. Выходной сигнал равен нулю. При уменьшении напря­жения на затворе транзистор открывается, его сопротивление умень­шается. Происходит разбаланс входных сигналов. Интегральная микросхема усиливает разность сигналов в 50 раз. На рис. 7.4, б приведена зависимость коэффициента усиления ОУ от управляю­щего напряжения.

Модулятор на полевом транзисторе. Модулятор (рис. 7.5, а) построен в виде Г-образного аттенюатора с полевым транзистором в вертикальном плече. Сопротивление транзистора изменяется управ­ляющим сигналом. Учитывая передаточную характеристику приме­няемого транзистора, на его затвор необходимо подать постоянное напряжение смещения 3 В. Амплитуда переменной составляющей управляющего сигнала должна быть около 1 В. При этом получает­ся 30%-пая модуляция. Входной сигнал может иметь амплитуду до 1 В. На графиках (рис. 7.5, б) представлены характеристики управления каскада, определенные для разных номиналов элемен­тов схемы.



                                          Рис. 7.5



                                          Рис. 7.6

Балансный модулятор на полевых транзисторах. На вход мо­дулятора (рис. 7.6, а) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. Амплитуда сигнала может быть до 1 В. Модулятор постро­ен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Это поз­воляет обеспечить линейный участок передаточной характеристики от 0,5 до 1,25 В. Если в модуляторе применить полевые транзисторы с большим напряжением отсечки, то линейный участок увеличится.


После дифференциального каскада сигнал усиливается ОУ в 10 раз. При нулевом управляющем сигнале схема балансируется с по­мощью резистора R1. На графике (рис. 7.6, б) представлена харак­теристика управления.

2. МОДУЛЯТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Модулятор на ограничителях. В схеме рис. 7.7, а модуля­ция сигнала, действующего на Входе 2, осуществляется за счет из­менения режимов работы ОУ DA1 и DA2. Модулирующий сигнал подается на Вход 1. При нулевом модулирующем сигнале положительные полупериоды несущего колебания проходят через диоды VD2 и VD4 на входы ОУ DA3. Когда модулирующий сигнал не равен нулю, рабочие точки ин­тегральных микросхем DA1 и DA2 смещаются и диоды VD1 и VD3 находятся в проводящем состоя­нии.



                               Рис. 7.7                                                                        Рис. 7.8

Под воздействием этого сме­щения амплитуда сигнала несу­щей частоты уменьшается. На выходе микросхемы DA3 будет ограниченный сигнал несущей частоты. Для осуществления AM необходимо на Вход 1 подать по­стоянную составляющую, совмест­но с которой будет действовать сигнал модулирующей частоты. Вы­ходной AM сигнал будет иметь нелинейные искажения типа «сту­пенька». Эти искажения можно устранить последующими фильтру­ющими цепями. Модулятор работает на частотах до 10 МГц. На рис. 7.7, б проиллюстрирован выходной сигнал модулятора.

Автоматическая регулировка усиления на транзисторах. Регу­лировка коэффициента усиления усилителя (рис. 7.8) основывается на изменении ООС. В качестве сопротивления ОС используется пря­мое сопротивление диода. Значение этого сопротивления меняется в зависимости от протекающего тока. Управляющее напряжение по­дается на базу транзистора VT1. Коллекторный ток VT1 протекает через диод. Входной сигнал через цепь Rl, Cl, C2 поступает на базу транзистора VT2, а с коллектора этого транзистора через диод действует ООС. В зависимости от тока, протекающего через тран­зистор VT1, будет меняться сопротивление ОС коллектор — база транзистора VT2. Схема позволяет изменять выходной сигнал на 60 дБ.


Напряжение входного сигнала 10 мВ. Верхняя граничная частота входного сигнала 500 кГц.

Модулятор на составном каскаде. Модулятор (рис. 7.9, а) име­ет фиксированную частоту модуляции 500 Гц, которая определяется низкочастотным контуром. Несущая частота высокочастотного сиг­нала 10 МГц формируется во втором контуре. Колебания в схеме возникают за счет отрицательного дифференциального сопротивле­ния, которое образуется двумя полевыми транзисторами. Вольт-ам­перная характеристика составного транзистора показана на рис. 7.9, б. Амплитуда выходного сигнала не превышает 1 В.



                               Рис. 7.9                                                            Рис. 7.10



                          Рис. 7.11

Широкополосный модулятор. Устройство (рис. 7.10) позволяет осуществить модуляцию входного сигнала в широком диапазоне ча­стот от 20 Гц до 200 кГц. Модуляция осуществляется за счет изме­нения коэффициента усиления каскада на транзисторе VT1. В эмиттерную цепь этого транзистора включен полевой транзистор, сопро­тивление которого изменяется управляющим напряжением, поступающим на затвор. Так, при изменении напряжения в затворе от 0,8 до 10 В коэффициент усиления меняется на 40 дБ. Для уменьшения выходного сопротивления усилительного каскада при­менен эмиттерный повторитель на транзисторе VT2.

Микромощный модулятор. Схема модулятора (рис. 7.11) по­строена на транзисторе VT5. Модулирующий сигнал низкой частоты приходит на вход логарифмического преобразователя, который собран на транзисторах VT1 и VT2. Применение в схеме двух тран­зисторов VT1 и VT3 в диодных режимах значительно уменьшает искажения, которые связаны с нелинейностью входной характери­стики транзистора VT5. В результате линейность сохраняется при коэффициенте модуляции 0,8 для несущей частоты 500 кГц и моду­лирующей частоты 400 Гц. Результаты не меняются для несущей частоты 10 кГц. Транзистор VT4, примененный для уменьшения влияния контура на модулирующий каскад, можно исключить при относительно низких несущих ча­стотах.


Присутствие его жела­тельно на частотах более 1 МГц Вместо транзисторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ1. В этом случае габаритные размеры уст­ройства значительно уменьшают­ся.



                                           Рис. 7.12                                                          Рис. 7 13

Параллельные модуляторы. Модуляторы, схемы которых при­ведены на рис. 7.12, а и б, по­строены на двух транзисторах. Модулирующий сигнал поступа­ет на базу транзистора VT1 в схеме усилителя с коллектор­ной и эмиттерной нагрузкой. Сигналы на коллекторе и эмит­тере VT1 равны по амплитуде и сдвинуты по фазе на 180". Эти сигналы используются в качестве напряжения питания для транзистора VT2, на базу которого поступает сигнал несущей частоты. Сигнал несущей частоты, усиленный транзистором VT2, работающим при малых напряжениях между коллектором и эмитте­ром, обладает нелинейными искажениями. Для уменьшения их необ­ходима последующая фильтрация. Возможно включение в коллек­торную цепь транзистора VT2 вместо резистора R5 контура LC, настроенного на резонансную частоту. Схема может работать в широком диапазоне частот. Частота несущего сигнала должна быть более 100 кГц. При уменьшении частоты несущего сигнала возмож­ны значительные нелинейные искажения.

Модулятор на дифференциальном усилителе. В основу моду­лятора (рис. 7.13) положен принцип изменения коэффициента уси­ления дифференциального каскада в зависимости от протекающего через транзисторы тока. Модулирующий сигнал низкой частоты 10 кГц с амплитудой 50 мВ подается на базу токозадающего тран­зистора усилителя интегральной микросхемы. Сигнал с несущей частотой 100 кГц и амплитудой 100 мВ подается на базу одного из транзисторов дифференциального каскада. База второго транзисто­ра через резистор R2 подключена к нулевому потенциалу. Выходной сигнал усилителя поступает на эмиттер транзистора VT1 каскада с ОБ. С помощью конденсатора СЗ фильтруются низкочастотные составляющие выходного сигнала.


На выходе схемы появляется AM сигнал с амплитудой 40 мВ и коэффициентом модуляции 30%. Модулятор может работать с сигналами несущей частоты до 1 МГц.

Низкочастотный модулятор. Автоматическую регулировку уси­ления в каскадах низкой частоты можно осуществить с помощью биполярных транзисторов. На рис. 7.14, а приведена схема, в кото­рой управляющий транзистор VT2 включен в эмиттер усилитель­ного транзистора VT1 параллельно резистору R4. Регулировка усиления каскада осуществляется за счет изменения глубины ООС в каскаде, которая зависит от сопротивления, определяемого парал­лельным соединением R4 и сопротивлением коллектор — эмиттер VT2. Последнее зависит от управляющего напряжения. При закры­том транзисторе VT2 коэффициент усиления VT1 равен 1,5. Общее изменение коэффициента усиления при открытом VT2 составляет 30 дБ. Модулятор удовлетворительно работает при входных сигна­лах до 50 мВ.



                                                          Рис. 7.14

В схеме рис. 7.14,6 регулировка осуществляется за счет изме­нения эквивалентного сопротивления коллекторной нагрузки тран­зистора VT1. Регулирующий транзистор VT2 по переменной состав­ляющей подключается параллельно R3. Управляющий сигнал отри­цательней полярности открывает транзистор VT2 и уменьшает об­щее нагрузочное солротивление каскада.

3. МОДУЛЯТОРЫ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Кодовый модулятор. Преобразователь двоичного кода в напряжение переменного тока в модуляторе (рис. 7.15) построен на транзисторных ключах, которые подключают сигнал к резнсторному делителю. В исходном состоянии транзисторы VT7 — VT11 открыты. Переменный сигнал с частотой 100 кГц, усиленный транзистором VT6 до амплитуды 2,5 В, подается на базы транзисторов VT1 — VT5 через резисторы R1, где он шунтируется конденсаторами через открытые транзисторы VT7 — VT11. При закрывании любого из транзи­сторов VT7 — VT11 переменный сигнал повторяется одним из транзи­сторов VT1 — VT5 и через резисторный делитель поступает на выход.


В зависимости от разряда и количества закрытых транзисторов сиг­нал будет изменяться по амплитуде.



                                           Рис. 7.15                                                          Рис. 7.16



                   Рис. 7. 17

Для уменьшения габаритов устройства в схеме целесообразно применение микросхем. Вместо резисторной матрицы применяется интегральная микросхема К301НС1, транзисторы VT1—VT6 заменя­ются на две микросхемы К198НТ1, а транзисторы VT7—VT11— на К198НТ13.

Модулятор прямоугольного сигнала. Амплитудный модулятор прямоугольного сигнала (рис. 7.16) работает в широком диапазоне частот. Сигнал с модулирующей частотой поступает в базу тран­зистора VT1, работающего в линейном режиме. С эмиттера и кол­лектора этого транзистора снимаются противофазные сигналы, кото­рые подаются на транзисторы VT2 и VT3 через резисторы R5 и R6. Транзисторы VT2 и VT3 работают в дискретном режиме и переклю­чаются с частотой несущего сигнала. Выходной сигнал модулятора формируется суммирующими резисторами R7 и R8. Модулятор име­ет хорошую линейность, которая сохраняется до коэффициента мо­дуляции 95%.

Импульсный модулятор. В импульсном модуляторе (рис. 7.17) транзистор VT1 работает в линейном режиме как эмиттерный повто­ритель, а транзистор VT2 — в ключевом режиме. Источником пита­ния транзистора VT2 является напряжение в эмиттере транзистора VT1. При отсутствии на Входе I гармонического сигнала на выходе существует импульсный сигнал с амплитудой 5 В. Изменение на­пряжения в базе транзистора VT1, вызванное гармоническим сиг­налом на Входе 1, вызывает изменения коллекторного напряжения транзистора VT2. На выходе появляется модулированный сигнал. В схеме можно получить 100%-ную AM. Если на выходе подклю­чить колебательный контур, настроенный на первую гармонику им­пульсного сигнала, то можно получить AM гармонического сигнала.

Ключевой модулятор. Аналоговый ключ (рис. 7.18) построен на полевых транзисторах.


Он состоит из трех каскадов. Общий коэф­фициент ослабления входного сигнала более 100 дБ на частотах от О до 50 МГц. Управление ключами осуществляется дифференциаль­ным усилителем (транзисторы VT8, VT9), Управляющие сигналы с усилителя подаются на затворы полевых транзисторов. Когда транзисторы VT1, VT3 и VT5 открыты, транзисторы VT2, VT4 и VT6 закрыты. Входной сигнал проходит на вход истокового повто­рителя на VT7. В другом состоянии усилителя транзисторы VT1, VT3 и VT5 закрыты, а транзисторы VT2, VT4 и VT6 открыты. В этом случае пары полевых транзисторов VT1 и VT2, VT3 и УТ4, VT5 и VT6, образующие три звена Г-образных аттенюаторов, зна­чительно ослабляют входной сигнал. Для развязки цепей управле­ния в затворах транзисторов VT1, VT3 и VT5 включены резисторы R2, R3 и R5. В схеме вместо каскада управления на транзисторах VT8 — VT10 можно включить интегральную микросхему К122УД1. Дискретный модулятор на транзисторе. Модулятор (рис. 7.19) работает в импульсном режиме. Когда транзистор открыт, то рези­стор R4 подключается к нулевому потенциалу и входной сигнал поступает на оба входа ОУ. На выходе сигмал будет ослаблен на 70-90 дБ. При закрывании транзистора резистор R4 отключается от нулевого потенциала. Операционный усилитель работает с коэф­фициентом усиления, равным единице. В приведенной схеме можно использовать ОУ разных типов.



                                          Рис. 7.18



                   Рис. 7.19                      Рис. 7.20

Переключатель гармонических сигналов. Управление гармони­ческими сигналами в переключателе (рис. 7.20) осуществляется с помощью полевых транзисторов разного типа проводимости Вход­ной сигнал подключается на один из двух выходов Полевые тран­зисторы управляются коллекторным напряжением транзистооа VT3 Отрицательное напряжение открывает транзистор VT1 а положи­тельное — транзистор VT2.

4. МОДУЛЯТОРЫ ВЧ КОЛЕБАНИЙ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Транзисторный выключатель. Устройство (рис 721) пред­назначено для дистанционного включения переменного сигнала при отрицательном управляющем сигнале 1 В входной сигнал с ампли­тудой менее 1 В не проходит через транзисторы VT1 и VT2 Ослаб ление входного сигнала может превышать 100 дБ на частотах до 10 МГц.


Для открывания схемы на управляющий вход подается напряжение положительной полярности 2 — 3 В. В этом режиме оба транзистора открыты. Коэффициент усиления схемы равен 09

Диодный выключатель. При отсутствии сигнала на управляю­щем входе (рис. 7.22) транзистор VT2 закрыт. Положительное кол­лекторное напряжение закрывает диоды VD1 и VD2 Положительное напряжение на управляющем входе открывает транзистор VT2 и на его коллекторе появляется напряжение минус 4 В которое от­кроет диоды. Входной сигнал с амплитудой 0,5 В, через диоды пройдет на выходы. Частота входного сигнала 100 МГц Диодный выключатель может работать в широком диапазоне частот Для уменьшения нижней граничной частоты входного сигнала необходи­мо увеличить емкости конденсаторов. При входном сигнале с амп­литудой более 1 В выходной сигнал имеет нелинейные искажения

Диодный высокочастотный выключатель. Импульсный модуля­тор высокочастотного сигнала (рис. 7.23) представляет собой диод­ный переключатель. Когда управляющий транзистор закрыт отри­цательное напряжение на его коллекторе закрывает диоды VD1 и VD2 и открывает диод VD3. Конденсатор С1 ослабляет входной сигнал, который проходит через закрытый диод VD1. В результате этого общее ослабление на выходе схемы составит более 70 дБ. При открывании транзистора VT1 положительное напряжение открывает диоды VD1 и VD2 и закрывает диод VD3. Входной сигнал через диоды поступает на выход. Схема может управлять сигналами с частотой до 30 МГц. Скорость переключения может составлять 500 кГц.



       Рис. 7.21                                  Рис. 7.22                                  Рис. 7.23



       Рис. 7.24

Генератор радиоимпульсов. Генератор (рнс. 7.24) построен на одном транзисторе, включенном с ОБ. Коэффициент трансформации в пределах 0,3 — 0,15 не критичен. При запуске схемы на управля­ющий вход поступает положительный импульс с амплитудой до 5 В. Цепочка R2, С2 создает автоматическое смещение. Для транс­форматора с обмотками (w1=25 витков, w2 = Q витков, w3 = 2 вит­ка), намотанными на каркасе диаметром 7 мм, частота гармониче­ского сигнала равна 20 — 30 МГц.


Колебания нарастают за 2 — 3 пе­риода. Длительность спада радиоимпульса определяется сопротивле­ нием резистора R1. Для R1 — 1 кОм затухание происходит за 2 — 3 периода. Если применить транзистор ГТ313, можно получить колебания с частотой 100 — 150 МГц; при этом трансформатор дол­жен иметь обмотки (w1=4,5 витка; w2=1 виток) на каркасе диаметром 7 мм, R2 = 91 Ом; С2=18 пФ. Нарастание колебаний происходит за 5 — 7 периодов.



                                                          Рис. 7.25



Рис. 7.26

Импульсные высокочастотные модуляторы. В модуляторе (рис. 7.25) транзистор работает в режиме лавинного пробоя. При больших коллекторных напряжениях переход эмиттер — база транзисторов имеет участок с отрицательным дифференциальным сопро­тивлением. Максимумом 5-образной характеристики можно управ­лять напряжением в цепи базы. В данных модуляторах коллектор­ное напряжение выбрано немного меньше напряжения лавинного пробоя. При отсутствии входного сигнала транзистор закрыт. Поло­жительный сигнал в цепи базы открывает транзистор. Эмиттерный переход смещается в область отрицательного сопротивления. В эмит-терной цепи возникают релаксационные колебания, частота которых определяется цепочкой R3, С2. Конденсатор С1 шунтирует колеба­ния в цепи коллектора. В схеме рис. 7.25, а на выходе формиру­ются импульсные сигналы положительной полярности с амплитудой 5 В и частотой порядка 20 кГц. Схема рис. 7.25, б позволяет полу­чить сигналы отрицательной полярности с амплитудой 2 В и часто­той около 70 кГц.

В этих модуляторах могут быть использованы транзисторы П411Б с коллекторным напряжением 40 В и транзисторы ГТ311Ж с коллекторным напряжением 30 В, причем на этих транзисторах можно получить импульсы с частотой повторения до 100 МГц.

Управляемый высокочастотный генератор. Генератор гармони­ческих колебаний (рис. 7.26) собран на транзисторе VT2. Колеба­ния в схеме отсутствуют до тех пор, пока открыты диодные ключи на VD1 и VD2, которые шунтируют контур.


Работой диодных клю­ чей управляет транзистор VT1. Входной импульс положительной полярности закрывает транзистор VTJ и, следовательно, диоды VD1 и VD2. Поскольку постоянный ток транзистора VT1 протекает через контур, то при закрывании его в контуре возникают колебания ударного возбуждения. Эти колебания в генераторе на VT2 поддер­живаются ПОС через обмотку ОС и резистор R7. По мере возра­стания амплитуды колебаний в генераторе начинают проводить включенные в цепь ООС диоды VD3 и VD4, которые ограничивают ПОС. Таким образом стабилизируется амплитуда гармонических колебаний. При изменении питающего напряжения с 8 до 16 В амплитуда выходного сигнала меняется на 3%. Верхняя граничная частота схемы доходит до 1 МГц.

Генератор радиоимпульсов с низкоомным выходом. Генератор (рис. 7.27) предназначен для работы на емкостную нагрузку. Когда на входе отсутствует управляющий сигнал, транзистор VT1 открыт и находится в насыщении. Через индуктивность протекает ток. С приходом управляющего импульса транзистор закрывается.



                                          Рис. 7.27

В контуре должны возникнуть затухающие колебания. Однако это­го не происходит. При работе эмнттерного повторителя на емкост­ную нагрузку с индуктивным сопротивлением в цепи базы в схеме возникают колебания. Емкость нагрузки, при которой начинает воз­буждаться эмиттерный повторитель, определяется выражением Сн = тк/h21Э R6, где тк — постоянная времени транзистора с ОЭ; h21Э — коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ. В результате на выходе существуют незатухающие колебания. Для устранения возбуждения колебаний, когда транзистор VT1 открыт, в схему введен резистор R3.

Амплитуда гармонического сигнала с частотой 10 МГц на на­грузке с емкостью до 2 нФ составляет 5 В, а амплитуда сигнала с частотой 6 МГц на нагрузке с емкостью до 3,5 нФ равна 10 В Длительность управляющих сигналов от 0,1 икс до десятков мил­лисекунд.

5. МОДУЛЯТОРЫ НА ОУ

Дискретный фазовый модулятор. Операционный усилитель в схеме модулятора (рис. 7.28) меняет знак коэффициента усиления в зависимости от полярности управляющего напряжения.


Когда уп­ равляющий сигнал имеет отрицательную полярность, транзистор VT закрыт. Сигнал поступает на оба входа ОУ, который работает в этом случае как повторитель. Коэффициент усиления будет ра­вен 1. При положительном управляющем сигнале транзистор VT1 открывается. Неинвертирующий вход усилителя в этом случае ока­зывается заземленным. Входной сигнал теперь поступает только на инвертирующий вход. Следователь­но, коэффициент усиления будет ра­вен — 1.



          Рис. 7.28

Амплитуда допустимого входно­го сигнала определяется допусти­мыми параметрами ОУ. Управляю­щий сигнал отрицательной полярно сти должен превышать амплитуду входного сигнала. В противном слу­чае отрицательная полярность вход­ного сигнала откроет переход база — эмиттер транзистора VT1 и на вы­ходе появится искаженный сигнал.

Фазовый модулятор на ОУ. Ц основу фазового модулятора (рис 729, а) положена RС-цепь, подключенная к неинвертируюшему входу ОУ Независимо от частоты входного сигнала амплитуда выходного сигнала остается постоянной. Фазорегулируемая RС-цепочка построена на конденсаторе С1 и сопротивлении полевого транзистора. Зависимость фазы выходного сигнала от управляюще­го напряжения в затворе полевого транзистора показана на рис. 7.29,6. Следует иметь в виду, что при фазовых сдвигах близ­ких к 90°, могут возникнуть нелинейные искажения в выходном сигнале, если амплитуда вход­ного сигнала более 100 мВ



                                          Рис. 7.29

Модулятор на полевом тран­зисторе и ОУ. Модулятор (рис. 7.30) построен на ОУ, ко входам которого подводится гар­монический сигнал. Переключе­ние фазы выходного сигнала осу­ществляется с помощью полевого транзистора VT1, который может находиться в открытом или за­крытом состоянии. Управление полевым транзистором осуществ­ляется транзистором VT2. При нулевом напряжении в базе тран­зистора VT2 полевой транзистор закрыт. Положительное управля­ющее напряжение открывает транзистор VT2. В затворе полевого транзистора будет нулевой потенциал, который является для него открывающим.

При закрытом полевом транзисторе входной сигнал поступает на инвертирующий вход ОУ. Коэффициент усиления усилителя опре­деляется резисторами R3 — R5. Когда полевой транзистор открыт, входной сигнал поступает на оба входа. Однако, поскольку неинвер­тирующий вход имеет сигнал в два раза больше, чем сигнал на инвертирующем входе, то на выходе будет существовать сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом. Общий диапазон изме­нения фазы выходного сигнала составляет 180°.



                          Рис. 7.30

Радиоэлектронные устройства находят широкое применение

Радиоэлектронные устройства находят широкое применение в различных отраслях народного хозяйства. Создание новых радио­электронных приборов связано с большим и кропотливым трудом. В процессе разработки аппаратуры много внимания приходится уде­лять сбору информации и анализу существующих схемных решений. При этом необходимо учитывать, что применение той или иной схе­мы зависит от условий эксплуатации и прежде всего от климатиче­ских условий, согласования с источником сигнала и нагрузочными цепями. Немаловажное значение имеет элементная база, на основе которой разрабатывается аппаратура. В поиске и-выборе схемных решений существенную помощь может оказать систематизированная и обобщенная информация о существующих схемах различных устройств. Несмотря на то, что за последнее время был выпущен ряд работ, в которых отражалась схемотехника различных устройств радиоэлектроники, на сегодняшний день нет работы, охватывающей по возможности все или почти все устройства общего назначения. Настоящая работа предназначена в той или иной степени устранить этот пробел.
Наряду с.разработками автора в справочнике приведены схемы, которые были собраны за период, начиная с 1961 г. по настоящее время, из очень многих литературных источников, изданных в СССР и за рубежом. Как показал анализ публикуемых схем, большинство из них, за исключением незначительного количества первоначаль­ных, обладает существенной преемственностью по отношению к пре­дыдущим решениям. В связи с этим в данной работе оказалось за­труднительным дать ссылку на источник каждой электрической схе­мы. Автор выражает искреннюю благодарность авторам .всех исполь­зованных в работе схем за их кропотливый труд по расчету и экспе­риментальному изучению схем.
Ввиду справочного характера книги описание схем носит лако­ничный характер. В них, как правило, приведены только основные технические характеристики и самые необходимые расчетные соотно­шения. Тем не менее работа может быть полезной широкому кругу лиц, занимающихся созданием радиоэлектронных устройств, являясь опорной базой для создания более совершенных узлов
Отзывы и критические замечания по содержанию книги, а также предложения по усовершенствованию приведенных схем следует на­правлять по адресу: 101000, Москва, Почтамт, а/я 693 издательство «Радио и связь», Массовая радиобиблиотека.
Автор

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Преобразователи частоты осуществляют перенос спектра исследуемого сигнала из одной части частотного диапазона в дру­гую. Они применяются в приемных устройствах, в системах обра­ботки информации. Все преобразователи строятся на базе измене­ния во времени одного из элементов схемы. Такими элементами могут быть резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности, транзисторы. Параметры элементов, как правило, изменяются от приложенного напряжения. Управляющим напряжением является сигнал гетеродина.

Наиболее перспективными преобразователями являются балансные. Эти преобразователи при тщательной настройке осу­ществляют подавление на выходе сигнала гетеродина более чем на 80 дБ. Их выполняют как на биполярных, так и на полевых тран­зисторах. Использование в преобразователях полевых транзисторов с квадратичной характеристикой позволяет осуществить перемно­жение входного и гетеродинного сигналов с очень малым уровнем перекрестных искажений, зависящим в основном от паразитных межэлектродных емкостей.

К преобразователям частоты следует отнести также схемы, осу­ществляющие умножение и деление частоты гармонического сигна­ла. Применение умножителей частоты приводит, например, к увели­чению точности фазометрических систем. С увеличением частоты увеличивается девиация фазы входного сигнала. Для этих целей по­вышение частоты сигнала с помощью метода гетеродинирования встречает большие трудности. В этом случае сказывается влияние нестабильности фазы гетеродинного сигнала. Умножение частоты осуществляется с помощью элементов, которые могут формировать передаточную характеристику волнообразного типа, в частности, ха­рактеристику, описываемую полиномами Чебышева 1-го рода. Од­нако синтез таких характеристик встречает серьезные трудности. Существует несколько способов, которые значительно проще реали­зации аппроксимирующего полинома, но они дают увеличение ча­стоты только в 2 раза. Так, для х = sinwt образуется сигнал х2 = sin2wt, при дифференцировании которого получаем d(x2)/dt = = w sin2wt.
В процессе такого умножения частоты не участвуют ре­зонансные системы и устройство может быть широкополосным. Эти устройства могут работать с сигналами переменной частоты.

Деление частоты гармонического сигнала можно осуществить двумя способами: с опорным сигналом и без него. В регенератив­ных делителях частоты входной сигнал через цепь ОС взаимодей­ствует с гармоникой, которая образуется при нелинейном преобра­зовании входного сигнала. Такие делители являются широкополос­ными. Они позволяют получить коэффициент деления более 5, при­чем можно получить и дробный коэффициент деления. При значи­тельном увеличении коэффициента деления существенно искажает­ся форма выходного сигнала. С применением гетеродинного сигна­ла в делителях частоты значительно упрощаются схемы. При этом не обязательно осуществлять умножение входного и гетеродинного

Сигналов. Сложение входного и гетеродинного сигналов с последу­ющим детектированием образует сигнал с разностной частотой.

Способ включения ОУ, который применяется в схеме, можно найти в гл. 1.

1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Смеситель на полевом транзисторе. В схеме (рис. 14.1, а) полевой транзистор с квадратичной зависимостью тока стока от на­пряжения затвор — исток позволяет построить перемножитель двух сигналов с большим коэффициентом передачи. Преобразуемый сигнал подается на затвор, гетеродинный сигнал — на исток тран­зистора. Передаточные характеристики смесителя показаны на рис. 14.1, б.

Последовательный смеситель. Смеситель (рис. 14.2, а) постро­ен на двух полевых транзисторах. Первый транзистор является ди­намической нагрузкой второго. Амплитуда гетеродинного сигнала, который подается в затвор транзистора VT2 (вход 2), модулирует­ся преобразуемым сигналом, подводимым к Входу 1. При неболь­ших значениях входного сигнала, когда отсутствуют нелинейные искажения, выходной сигнал имеет линейную зависимость. При входном сигнале более 1,2 В появляются нелинейные искажения.

                                          Рис. 14.1



                                          Рис. 14.2



                                          Рис. 14.3

Смеситель работает в диапазоне звуковых частот. На частотах свы­ше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости, кото­рые уменьшают коэффициент передачи смесителя. На рис. 14.2, б приведена передаточная характеристика смесителя.

Параллельный смеситель. В смесителе (рис. 14.3, а) перемноже­ние двух сигналов осуществляется за счет квадратичной зависимо­сти тока стока от напряжения затвор — исток полевых транзисто­ров. Для выравнивания параметров транзисторов включен балан­сирующий резистор R2. Оба входа смесителя являются идентичны­ми. Устройство работает с нулевых частот. На рис. 14.3, б приведе­на передаточная характеристика смесителя.

Смеситель с перекрестными связями. Балансный смеситель (рис. 14.4) позволяет подавить составляющие с частотой сигнала ге­теродина, который подается на Вход 2. Регулировка баланса осу­ществляется резистором R2. Когда на входе 2 действует положи­тельная полуволна, то транзистор VT1 открывается, а транзистор VT2 закрывается. В коллекторе транзистора VT1 появляется им­пульс отрицательной полярности. При отрицательной полярности входного сигнала состояние транзисторов меняется и в коллекторах будет также отрицательный сигнал. В результате этого на выходе происходит удвоение частоты входного сигнала. Аналогичный про­цесс наблюдается и для сигнала, действующего на Входе 1. При од­новременном действии двух сигналов на выходе образуется смесь частот. Комбинационные сигналы на выходе представляют собой верхнюю и нижнюю боковые частоты входных сигналов — четные гармоники входного и гетеродинного сигналов. Устройство работает от низкоомного источника. Амплитуду сигнала гетеродина жела­тельно брать на порядок больше амплитуды входного сигнала.



       Рис. 14.4                                              Рис. 14.5



                                                          Рис. 14.6



Балансный смеситель на биполярных транзисторах. Балансный смеситель (рис. 14.5) построен на транзисторах VT2 и VT3. Тран­зисторы VT1 и VT4 являются змиттерными повторителями. Для получения подавления несущей частоты на выходе смесителя необ­ходимо в эмиттере транзистора VT4, в базу которого подается сиг­нал гетеродина, иметь постоянный потенциал 0,3 В. В этом случае в коллекторах транзисторов VT2 и VT3 амплитуды положительных и отрицательных полуволн сигнала гетеродина будут равны. Это связано с тем, что у транзистора разные уровни открывания при прохождении сигнала через базовую или через эмиттерную цепь. Смеситель начинает работать от сигналов с амплитудой более 0,5 В. Подавление несущей частоты более 50 дБ. Схема работает в широком диапазоне частот. Для сигналов с частотой более 10D кГц целесообразно в коллекторах транзисторов иметь резонанс­ный контур. Для низкочастотных сигналов контур следует заменить на резистор 2 кОм с параллельным конденсатором.

Балансный смеситель на двух транзисторах. Смеситель (рис. 14.6, а) построен на двух транзисторах, которые периодиче­ски открываются в зависимости от полярности сигнала гетеродина, подключенного ко Входу 2. В коллекторах транзисторов присутст­вует продетектированный сигнал гетеродина. Равномерность ампли­туды этого сигнала осуществляется регулировкой резистора R2.



                          Рис. 14.7



                          Рис. 14.8

При тщательной настройке схемы на выходе существует сигнал с двойной частотой гетеродина. Преобразуемый сигнал поступает на Вход 1. Он модулирует выпрямленный сигнал гетеродина. Вы­ходной сигнал с разностной частотой выделяется фильтром R7, R8, СЗ, C4. Устройство работает от десятков герц и выше. На рис. 14.6,6 приведена передаточная характеристика смесителя.

Смеситель на двухзатворном транзисторе. Смеситель (рис. 14.7) работает в широком диапазоне частот. На частоте 50 МГц коэффи­циент преобразования более 8 при амплитуде гетеродина 1 В. Ди­намический диапазон может превышать 60 дБ.


Он зависит от типа применяемого транзистора. Коэффициент перекрестных искажений в каскаде менее 1 %, а коэффициент гармоник на промежуточной частоте 1 МГц менее 0,5%.

Балансный смеситель на полевых транзисторах. Балансный сме­ситель (рис. 14.8) преобразует частоту входного сигнала за счет квадратичности вольт-амперной характеристики. Входной сигнал с частотой 100 МГц преобразуется в сигнал с частотой 25 МГц. По­лоса пропускания выходного контура составляет 200 кГц. Амплиту­да сигнала гетеродина равна 1,5 В. Динамический диапазон вход­ных сигналов составляет 60 дБ при коэффициенте шума около 10 дБ. Коэффициент преобразования смесителя оавен 8.

2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ

Смеситель на ОУ. Смеситель (рис. 14.9) построен на двух ОУ. Оба входа смесителя равнозначны. Усилители имеют одинако­вые коэффициенты усиления, равные 10. На любой из входов мож­но подавать сигналы гетеродина и преобразуемый. При высокой сте­пени совпадения коэффициентов усиления можно получить подавле­ние сигналов основной частоты более 80 дБ. Для сигнала гетероди­на 50 мВ и входного сигнала 20 мВ выходной сигнал равен 50 мВ. Смеситель работает в широком диапазоне частот, начиная с очень низких частот. Верхняя граничная частота определяется предельной частотой работы ОУ.

Смеситель на интегральной микросхеме К122УД1Б. В смесите­ле (рис. 14.10, а) контур L1, С5, С6 настроен на промежуточную ча­стоту. Полоса пропускания контура около 50 кГц на частоте 465 кГц. Коэффициент усиления на этой частоте равен 3, а на частоте 20 МГц — 1,6. Оптимальный режим преобразования достига­ется при напряжении гетеродина 50 мВ. На рис. 14.10, б приведена зависимость коэффициента передачи смесителя от напряжения гете­родина и частоты.



                          Рис. 14.9

Преобразователь частоты на интегральной микросхеме К157УС2. В преобразователе (рис. 14.11) частота гетеродина определяется параметрами контура L3, С9. Для устранения паразитных колеба­ний в гетеродине включена цепочка R3, С8. Контур L2, С4, под­ключенный к выводам 10, 12 микросхемы, настраивается на про­межуточную частоту.


Коэффициент усиления в режиме преобразо­вания находится в интервале 150 — 350. Коэффициент шума на про­межуточной частоте не более 6 дБ. Гетеродин, настроенный на ча­стоту 15 МГц, выдает сигнал с амплитудой 300 — 450 мВ. Для уп­равления коэффициентом усиления по входу 13 подается сигнал АРУ с напряжением от 0 до 6 В. Для микросхемы К157УС2Б часто­ту гетеродина можно повысить до 25 МГц.

Преобразователь частоты на интегральной микросхеме К235ПС1. Преобразователь (рис. 14.12) имеет в диапазоне частот 10 — 100 МГц коэффициент усиления 0,02. Динамический диапазон входного сигнала равен 60 дБ при чувствительности 10 мкВ. Пере­стройка преобразователя по частоте осуществляется конденсато­ром С2 и индуктивностью L1.



                                          Рис. 14.10                                                                    Рис. 14.11



       Рис. 14.12                                Рис. 14.13



                                          Рис 14.14



                                          Рис. 14.15

Смеситель на интегральной микросхеме К140МА1. Смеситель-перемножитель сигналов на микросхеме К140МА1 (рис. 14.13) ра­ботает до частот 50 МГц. Исследуемый сигнал подается на Вход 1. Опорный сигнал с амплитудой 100 мВ и частотой 20 МГц дейст­вует на Вход 2. На выходе имеем парафазный сигнал с частотами todbcoo. Точность перемножения сигналов составляет 5 — 10%. Ам­плитуда входного сигнала может меняться от 0 до 0,3 В.

Смеситель-гетеродин тракта ЧМ. Преобразователь построен на основе интегральной микросхемы К224ЖА1 (рис. 14.14, а). Гетеро­дин построен по схеме емкостной трехточки (рис. 14.14, б). Сигнал гетеродина снимается с отвода индуктивности и подается в эмит­тер транзистора смесителя через конденсатор С5. Напряжение ге­теродина равно 100 — 150 мВ. При этом сигнале коэффициент усиле­ния преобразователя максимален. С помощью конденсатора СЗ можно менять частоту гетеродина в пределах 30 — 50 МГц. Индук­тивность L1 имеет 6 витков, диаметр 7 мм, провод ПЭВ-0,51.


Ко­эффициент усиления равен 0,14. На основе микросхемы К224ЖА1 можно создать устройства с оабочей частотой до 100 МГц.

Смеситель-гетеродин тракта AM. Преобразователь построен на основе интегральной микросхемы К224ЖА2 (рис. 14.15, а). Гетеро­дин (рис. 14.15, б) собран на контуре LI C1. Сигнал гетероди-на через конденсатор СЗ поступает на вход смесителя. На другой вход смесителя подается входной сигнал. Смеситель нагружается на контур L3, С5, который настро­ен на частоту 2 МГц. Микро­схема имеет следующие пара­метры: -крутизна смесительно­го каскада для 10 МГц и R„=10О Ом равна 18 мА/В. Входное сопротивление 150 Ом. Диапазон рабочих частот 0,15 — 30 МГц. Неравномер­ность частотной характеристи­ки в этом диапазоне частот б дБ.



       Рис. 14.16                                                        Рис. 14.17

Смеситель с перестраивае­мым гетеродином. Интеграль­ная микросхема K224ЖА2  (рис. 14.16) выполняет функции смесителя и гетеродина. Контур гетеродина состоит из катушки L1 и емкости варикапа VD. Контур настроен на частоту 100 МГц. Сигнал гетеродина подается на вход смесителя через емкость монтажа микросхемы и через конденсатор С2. Нагрузкой преобразователя является контур L2C5, настроенный на промежуточную частоту 5 МГц.

Эффективный смеситель. В основу смесителя положена интег­ральная микросхема К237ЖА1 (рис. 14.17, а). Напряжение пита­ния смесителя (рис. 14.17, б) равно 5 В. Диапазон рабочих частот 0,15 — 15 МГц. Коэффициент усиления в режиме преобразования между выводами 10 и 12 равен 150 — 350. Коэффициент шума на промежуточной частоте равен 6 дБ. Напряжение гетеродина между выводами 2 и 5 равно 300 — 450 мВ. Частота гетеродина определя­ется параметрами контура L2C7. Контур L3, С6 настраивается на промежуточную частоту 465 кГц, на эту же частоту настраивается и контур L1C1.

3. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Удвоитель на составном каскаде. Устройство (рис. 14.18) собрано на двух транзисторах разной проводимости. В исходном состоянии оба транзистора закрыты.


На входе действует сигнал гармонической формы. Положительная полярность входного сигна­ла открывает транзистор VT1 и закрывает транзистор VT2. Проте­кающий ток транзистора VT1 создает падение напряжения на ре­зисторах R3 и R4. На первом выходе будет сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом, а на втором выходе сигнал будет находиться в противофазе. При равенстве сопротивлений резисто­ров R3 и R4 амплитуды этих сигналов будут равны. Отрицательная полуволна входного сигнала закроет транзистор VT1 и откроет транзистор VT2. На Выходе 1 появится сигнал, находящийся в про­тивофазе с входным сигналом, а на Выходе 2 — будет совпадать по фазе с входным сигналом. Таким образом, при подаче на вход си­нусоидального сигнала на Выходе 1 все полуволны будут положи­тельными, а на Выходе 2 — отрицательными. Удвоитель работает в диапазоне частот от 200 Гц до 20 кГц.



       Рис. 14.18                                Рис. 14.19

Транзисторный удвоитель. Удвоитель (рис. 14.19) состоит из двух транзисторов. Первый транзистор работает в схеме с коллекторно-эмиттерной нагрузкой, и коэффициент передачи его равен единице. Второй транзистор работает в схеме с ОБ. Входной сигнал создает в эмиттере VT2 ток, который на коллекторной нагрузке R3 создает напряжение, равное по амплитуде входному напряжению. Таким образом, положительная полуволна гармонического сигнала проходит через транзистор VT1 и выделяется на резисторе R3 со сдвигом по фазе 180°, а отрицательная полуволна проходит через транзистор VT2 без изменения фазы. В результате напряжение на резисторе R3 будет иметь вид, получаемый после двухполупериод-ного выпрямления входного сигнала. Удвоитель работает в широ­ком диапазоне частот, который определяется типом примененных транзисторов.

Умножитель на транзисторах. Схема удвоения частоты входно­го гармонического сигнала (рис. 14.20) состоит из двух каскадов. Каждый каскад увеличивает частоту сигнала в 2 раза. Положи­тельная полуволна входного сигнала с амплитудой 0,5 В открывает транзистор VT2. Отрицательная полуволна проходит через транзи­стор VT1. Эти два сигнала суммируются на резисторе R2. Транзи­стор VT2 инвертирует входной сигнал, a VT1 — не инвертирует.


На резисторе R2 формируется сигнал двухполупериодного выпрямле­ния. Этот сигнал через эмиттерный повторитель подается на второй каскад. Амплитуда выходного сигнала повторителя равна 0,6 В.



                               Рис. 14.20                                                        Рис. 14.21

Диодный умножитель. Входное гармоническое напряжение (рис. 14.21) подается на трансформатор. Во вторичной обмотке трансформатора включены две фазосдвигающие цепочки. В них про­исходит сдвиг фазы гармонического сигнала на 120°. В результате этого через диоды проходят сигналы, сдвинутые по фазе. На вход­ном сопротивлении транзистора они суммируются. Третья гармони­ка суммарного пульсирующего сигнала выделяется контуром. Но­миналы элементов фазосдвигающих цепочек рассчитаны на частоту 400 Гц.



          Рис. 14.22

Удвоитель частоты. В удвоителе (рис. 14.22) применены тран­зисторы с одинаковыми параметрами, входящие в состав интеграль­ной микросхемы К159НТ1. Это позволяет уменьшить паразитные со­ставляющие больше чем на 20 дБ. Оптимальный режим удвоения получается при напряжении смещения на базах, равном 0,4 В. Удвоитель работает в широком диапазоне частот (от нижней гра­ничной частоты пропускания трансформатора до 70 МГц) и при входном сигнале 0,5 В.

Детекторный удвоитель частоты. В основу такого удвоителя (рис. 14.23) положено двухполупериодное выпрямление на двух транзисторах VT1 и VT2. Отрицательная полуволна выходного на­пряжения ОУ проходит через транзистор VT1, а положительная - через транзистор VT2. Резисторы R6 и R8 выбраны одинаковыми, поэтому коэффициенты передачи обеих полуволн равны. Для устра­нения искажений формы выходного сигнала, вызванных влиянием порогового начального участка характеристик транзисторов, ис­пользуется ОУ с нелинейной ООС. С помощью потенциометра R2 на выходе ОУ устанавливается напряжение, соответствующее минимальным искажениям выходного сигнала. Удвоитель хорошо ра­ботает при треугольной форме входного сигнала.


Для этой формы входного сигнала можно последовательно включать до десяти схем умножения.



                   Рис. 14.23                                Рис. 14.24



                                                          Рис. 14.25

Дифференциальный удвоитель. Удвоитель частоты (рис. 14.24) состоит из эмиттерного повторителя, собранного на транзисторе VT1, и усилительного каскада, построенного на транзисторе VT2. Входной сигнал через конденсатор С1 поступает в базу транзисто­ра VT1. В эмиттере этот сигнал складывается с сигналом, который проходит через транзистор VT2. Транзистор VT2 работает в нели­нейном режиме. Он пропускает отрицательные полуволны входного сигнала. Перевернутый по фазе входной сигнал будет вычитаться из сигнала эмиттерного повторителя. Уровень взаимодействующих сигналов можно регулировать резисторами R4 и R5. Резистор R4 управляет амплитудой отрицательной полуволны, а резистор R5 регулирует отношение эмиттерного сигнала к коллекторному.

Удвоитель частоты прямоугольного сигнала. Устройство (рис. 14.25, а) осуществляет преобразование входного сигнала гар­монической формы в прямоугольный сигнал с удвоенной частотой. Входной сигнал поступает в эмиттеры транзисторов VT1 и VT2. Транзистор VT1 работает в режиме ограничения. Второй транзи­стор также ограничивает сигнал, но за счет конденсатора С1 про­исходит сдвиг выходного сигнала на 90° относительно входного. Два ограниченных сигнала суммируются через резисторы R6 и R7. Суммарный двухполярный сигнал с помощью транзисторов VT3 и VT4 преобразуется в сигнал с удвоенной частотой. Эпюры сигналов в различных точках показаны на рис. 14.25, б. Удвоитель работает в широком диапазоне частот от 20 Гц до 100 кГц. Такой диапазон можно перекрыть, если применить со­ответствующую емкость конденсато­ра С1. Входной сигнал должен иметь амплитуду не менее 2 В.

Компенсационный умножитель. Умножитель частоты компенсацион­ного типа (рис. 14.26) построен на одном транзисторе. Ограниченный по амплитуде сигнал суммируется с входным сигналом гармонического вида на резисторе R1 В Deэvль тате на выходе формируется сигнал, частота которого в 3 раза вы ше частоты входного сигнала.


Форма выходного сигнала не являет­ ся идеально гармонической. Этот сигнал необходимо пропустить через фильтр, чтобы уменьшить уровень высоких гармоник На Фор­му сигнала в большой степени влияет уровень ограничения транзи­стора. При малых углах отсечки выходного сигнала значительно уменьшаются высокочастотные спектральные составляющие. Умень­шается при этом и амплитуда третьей гармоники.



       Рис. 14.26                                                        Рис. 14.27

Делитель на ОУ. Делитель (рис. 14.27, а) построен на четектн-ропании суммарного сигнала на выходе ОУ. На Вход 1 полается сигнал гетеродина с амплитудой 0,1 В, на Вход 2 — преобразуемый сигнал. Зависимость амплитуды выходного сигнала от преобразуе­мого сигнала показана на рис. 14.27, б.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Преобразователи сигналов могут быть двух видов ди­скретные и аналоговые. К дискретному виду преобразования следует отнести выделение характерных точек исследуемого сигна­ла — фиксацию момента перехода его через нуль, выделение экстре­мальных значений и т. д. Аналоговые преобразователи осуществля­ют возведение сигнала в квадрат, изменение фазы гармонического колебания, интегрирование и дифференцирование исследуемого сиг­нала.

Наиболее распросграненными способами преобразования явля­ются дифференцирование и интегрирование. Простейшим устройст­вом, выполняющим эти функции, является ДС-цепочка Выход­ной сигнал этой цепочки будет пропорционален ее постоянной вре­мени. При интегрировании постоянная времени RC должна быть больше времени действия входного сигнала. С увеличением RC для повышения точности интегрирования уменьшают амплитуду выход­ного сигнала. С помощью пассивной RС-цепи не удается получить одновременно достаточно большой выходной сигнал и малую ошиб­ку интегрирования. Значительно лучшие результаты получаются если применять интеграторы на ОУ. Электронные интеграторы по­зволяют простыми средствами получить высокую точность интегри­рования и одновременно большое выходное напряжение. Аналогич­ное можно сказать и про дифференцирование, но здесь задача ре­шается несколько проще. Дифференцирующее устройство на ОУ мо­жет быть с успехом заменено транзисторным усилителем с ОБ. Входное сопротивление этого усилителя составляет единицы ом. В то же время амплитуда выходного сигнала определяется сопро­тивлением резистора, стоящего в цепи коллектора. Такой каскад обладает существенным преимуществом перед ОУ. Динамический диапазон транзисторного каскада значительно больше, чем каскада на ОУ.

Среди преобразователей сигналов важное место занимают ана­лого-цифровые и цифроаналоговыс преобразователи. Эти преобра­зователи являются неотъемлемой частью всех устройств, которые входят в комплекс цифровой обработки различных сигналов.
Для обработки аналоговых сигналов на ЭВМ применяют аналого-циф­ровые преобразователи. Они преобразуют непрерывные сигналы в двоичные числа, которые затем вводятся в ЭВМ. После того как ЭВМ закончит обработку двоичных чисел, результаты выводятся на регистрирующие устройства, которые записывают информацию в аналоговом виде. Для этих целей применяют цнфроаналоговые пре­образователи, осуществляющие перевод двоичных чисел в непре­рывный сигнал.

Промышленностью выпускаются специальные интегральные ми­кросхемы, с помощью которых можно построить аналого-цифровые преобразователи с различным быстродействием и точностью. В со­став серии К.240 входят аналоговые узлы: К240СА — нуль-орган, К240КТ1 — разрядный ключ, К.240К.Т2 — четыре коммутируемых ключа, К240КТ5 — три разрядных ключа средней точности. Эти ин­тегральные микросхемы позволяют построить преобразователь на 10 разрядов. Время преобразования 100 мкс при входном напряже­нии от — 5 до +5 В. В основу преобразования положен принцип поразрядного кодирования.

В этой главе будут рассмотрены преобразователи, которые лег­ко реализуются на элементах широкого применения. Рассмотренные преобразователи не являются прецизионными устройствами: они не отличаются высокой точностью и большим быстродействием, по­скольку имеют небольшое число разрядов. Для увеличения числа разрядов в этих преобразователях необходимо более тщательно настраивать все входящие элементы. Схемы включения корректи­рующих элементов ОУ, которые применяются в различных устрой­ствах, можно найти в гл. 1.

1. ФАЗОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ

Номограмма для расчета фазового сдвига. С помощью но­мограммы (рис. 15.1) можно определить фазовый сдвиг на любой заданной частоте в рсзистивно-емкостиых цепях. При известных со­противлениях резистора, емкости конденсатора и частоты проводит­ся прямая, соединяющая значения на шкалах сопротивлений и ем­кости. Эта прямая пересекает пунктирную линию АВ в точке М. Через эту точку и значение частоты проводят прямую, пересекаю­щую шкалу фаз.


Для случая R — 10 кОм, С — 10 нФ, f = 0, 1 МГц по номограмме получаем значение фазы 162°. В тех случаях когда известен фазовый сдвиг, то можно определить номиналы R и С. Прямая между значениями частоты и фазы даст точку М через которую с любым наклоном проводится прямая, определяющая значения R и С.

                                                          Рис. 15.1

Фазовращатель на полевых транзисторах. Устройство (рис. 15.2) предназначено для изменения фазы гармонического сигнала в диа­пазоне от 0 до 180° при изменении управляющего напряжения от — 1 до +1 В. В основу фазовращателя положен мост, выполненный на элементах R2, R8, С2, СЗ, VT2. В качестве управляющего эле­мента используется полевой транзистор VT2, сопротивление кото­рого меняется в зависимости от управляющего сигнала. Кроме то­го, включение этого транзистора в исток транзистора VT1 обеспе­чивает большое сопротивление для входного сигнала. Выходной сигнал фазопращательного моста подается на затвор транзистора VT3. Коэффициент усиления схемы равен 0,7. Амплитуда входного сигнала 0,3 В, а частота 100 кГц.



       Рис. 15.2                                  Рис. 15.3                                              Рис. 15.4

Сложение и вычитание сиг­налов. Устройство (рис. 15.3) осуществляет одновременно сложение и вычитание двух сигналов. Если на оба входа подать гармонические сигна­лы, близкие по частоте, то на выходе будут два сигнала бие­ний. Для настройки схемы не­обходимо подать на оба вхо­да однл и тот же сигнал, тогда на коллекторе транзистора VT3 должен быть нулевой сигнал. В противном случае следует изменить сопротивление рези­стора R6.

Индикатор нуля. На вход (рис. 15.4) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. На выходе формируется импульсный сиг­нал с удвоенной частотой следования. Длительность импульса при­близительно равна 1/6 периода гармонического сигнала. Формиро­вание импульсного сигнала происходит в результате насыщения транзисторов VT1 и VT2. Эти транзисторы открываются на 1/3 по­лупериода входного сигнала.


Длительность открывания транзисто­ров зависит от цепочек R1C1 и R2C2. При действии отрицательной полуволны зарядный ток конденсатора С1, протекающий через R1 и базовый переход транзистора VT1, открывает VT1. Во время дей­ствия положительной полуволны входного сигнала конденсатор С1 разряжается через резистор R1. Аналогичные процессы протекают в цепи С2, R2 и VT2 (при действии положительной полуволны че­рез VT2 протекает зарядный ток конденсатора С2, который при отрицательной полуволне разряжается через R2]. В результате в точке соединения коллекторов транзисторов VTI и VT2 будет выделяться двухполярный импульсный сигнал с длительностью им­пульса меньше полупериода входного сигнала. Транзистор VT3 преобразует двухполярный сигнал в однополярный. При появлении положительного импульса транзистор VT3 открывается со стороны базы. Эмиттер в этом случае будет подключен к нулевой шине через диод VD2. Отрицательный импульс откроет транзистор VT3 со стороны эмиттера. База в это время будет подключена к нулю через диод VD1. В результате на выходе сформируется импульсный сигнал отрицательной полярности. Устройство работает в широком диапазоне частот. Для частот меньше 10 кГц необходимо увеличить емкости конденсаторов С1 и С2, а для частот больше — уменьшить.



                                          Рис. 15.5



                                          Рис. 15.6

Пороговый преобразователь срельефностн» сигнала. В схеме (рис. 15.5, а) осуществляется преобразование входного сигнала, имеющего плавный переход от положительного к отрица!ельному значению, в сигнал со скачкообразным переходом. Ширина зоны между разнополярнымн участками сигнала определяется порогами открывания диодов VD1 и VD2. Резистор R2 регулирует порог для положительного сигнала, а резистор R9 — для отрицательного. По­роги управляются независимо один от другого. С помощью рези­сторов R2 и R9 можно вывести диоды в проводящее состояние. В этом случае порог для положительного сигнала смещается в об­ласть отрицательных значений (и наоборот).


На рис. 15.5, б при­веден пример увеличения «рельефности» входного синусоидального сигнала и зависимость фазы отсеченного сигнала от управляющего напряжения на движках потенциометров R2 (R9).

Двухканальный широкополосный фазовращатель. Фазовраща­тель (рис. 15.6) имеет равномерную амплитудно-частотную харак­теристику. Сигналы на Выходе 1 и Выходе 2 сдвинуты по фазе на 90° в диапазоне частот от 100 Гц до 10 кГц. Из-за разброса номи­налов элементов цепочки RC каскады следует подстраивать с по­мощью переменных резисторов.

2. СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ АБСОЛЮТНОГО ЗНАЧЕНИЯ

Преобразователь двухполярного сигнала. Преобразователь (рис. 15.7) выполняет функции двухполупериодного выпрямителя. Он может работать с сигналами, амплитуда которых меньше 5 В. Если увеличить номиналы источников питания, то амплитуду вход­ного сигнала также можно увеличить. Для выравнивания положи­тельных и отрицательных полуволн на выходе необходимо подбирать сопротивление резистора R4. Преобразователь работает в ши­роком диапазоне частот.



          Рис. 15.7

Формирователь абсолютного значения. Двухполярный входной сигнал (рис. 15.8,с) преобразует­ся в однополярный с помощью двух диодов, которые объединя­ют входы ОУ в дифференциальном включении. Эти диоды управляют подведением входного сигнала ко входам ОУ в зависимости от его полярности. При этом на вы­ходе схемы присутствуют только отрицательные сигналы. В схеме линейная зависимость выходного сигнала от входного соблюдается для сигналов больше 1 В. Для управляющих напряжений Е семей­ство характеристик UBЫХ(UBX) приведено на риc. 15.8, б.



                                          Рис 15.8

Преобразователь на двух ОУ. Преобразователь абсолютных значений (рис. 15.9, а) построен на двух схемах, передаточные ха­рактеристики которых близки к характеристикам идеального диода. Коэффициент передачи схем определяется отношением сопротивле­ний резисторов R2 и R3. Управляющее напряжение позволяет сдви­гать правую ветвь передаточной характеристики.


При E>0 возника­ ет зона ограничения входного сигнала. Например, для Е=1 В входной сигнал проходит на выход, если он превышает значение 2 В. На рис. 15.9, б приведено семейство передаточных характеристик!



                                          Рис. 15.9



                                          Рис. 15.10

Компенсационный преобразователь абсолютных значений. Фор­мирование абсолютного значения входного сигнала в схеме (рис. 15.10, а) осуществляется при взаимодействии входного и вы­ходного сигналов. Если на входе присутствует сигнал положитель­ной полярности, то выходной сигнал формируется за счет прохож­дения входного сигнала по цепи Rl — R4. Для входного сигнала от­рицательной полярности на выходе интегральной микросхемы фор­мируется сигнал положительной полярности, который проходит че­рез диод VD1 на резисторы R4, R2, R1. В результате на выходе образуется разностный сигнал. Поскольку сопротивление резисто­ра R1 в два раза больше сопротивления резистора R4, сигнал ми­кросхемы на выходе является преобладающим. С помощью рези­стора R2 можно балансировать схему. На рис. 15.10, б приведено семейство переходных характеристик преобразователя.

Детекторный преобразователь. Формирователь абсолютного зна­чения входного сигнала (рис. 15.11, а) построен по принципу двух-полупериодного выпрямления на диодах VD1 и VD2. Положитель­ное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит через диод и по­ступает на неинвертирующий вход ОУ DA2. На выходе будет по­ложительный сигнал. Отрицательное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит на инвертирующий вход ОУ DA2. На выходе также будет положительный сигнал. Для положительного входного сигнала коэффициент передачи равен K+ = R6R4/R5R1. а для отри­цательного —





                                          Рис. 15.11



                                          Рис. 15.12

На рис. 15.11, б приведено семейство передаточных характеристик преобразователя.

Параллельный преобразователь. Схема получения абсолютного значения входного сигнала (рис. 15.12, а) имеет большое входное сопротивление.


Здесь входной сигнал действует на две микросхемы одновременно. Для положительных значений входного сигнала ко­эффициент усиления схемы равен единице, а для отрицательных — зависит от K_=1 — (R4R2/R3R1). При R4R2/R3R1 = 2 получим точное совпадение по амплитуде сигналов на выходе. Для управления пе­редаточной характеристикой схемы можно менять напряжение Е. Можно ввести дополнительное управление характеристикой, если менять напряжение на инвертирующем входе ОУ DA2. В приведен­ной схеме можно использовать ОУ различных типов. На рис. 15.12,6 представлено семейство передаточных характеристик преобразова­теля.



                                          Рис. 15.13



                                          Рис. 15.14

Прицезнонный детектор. Преобразователь (рис. 15.13, а) пост­роен на двух ОУ. Двухполупериодное выпрямление реализуется пу­тем переключения диодов. Знак коэффициента усиления меняется при смене знака входного сигнала.-Полярность выходного сигнала положительная. Положительный входной сигнал, вызывает появле­ние положительного напряжения на выходе DA1. Диод VD1 закрывается, a VD2 открывается. Усилитель DA2 обеспечивает необходи­мый коэффициент усиления с помощью делителей Rl, R2 и R3, R4. При отрицательной полярности входного сигнала диод VD1 откры­вается, a VD2 закрывается. Отрицательная полуволна проходит на инвертирующий вход усилителя DA2.

При коэффициенте усиления K сопротивление резистора равно R1 = R2(K+1)/(К-1) или R1=R3R2/(R3+R2). Рис. 15.13, б иллю­стрирует передаточную характеристику схемы.

Параллельный преобразователь абсолютного значения. Преоб­разователь (рис. 15.14) состоит из инвертора, построенного на ОУ DA1, и двух детекторов на ОУ DA2 и DA3. С помощью потенцио­метра R4 осуществляется установка равенства передачи положи­тельных и отрицательных полярностей входного сигнала. В ОУ DA2 и DA3 постоянное напряжение на выходе можно скомпенси­ровать потенциометрами R10 и R17. В настроенной схеме динами­ческий диапазон входного сигнала с частотами от 0 до 3 кГц лежит в интервале от 0,4 мВ до 5,5 В с нелинейностью менее 0,2 %.


Ча­ стотный диапазон работы преобразователя ограничен применяемы­ми ОУ. Применение вместо интегральной микросхемы К153УД1 ми­кросхем К140УД1Б и К140УД7 позволит расширить частотный диа­пазон до 10 кГц. Для устранения возбуждения в микросхемах К153УД1 необходимо применить корректирующие элементы: между выводами 5, 6 конденсатор С = 56 пФ и выводами 1, 5 резистор R=1,5 кОм и конденсатор С = 300 пФ.



                   Рис. 15.15                                Рис. 15.16

Последовательная схема преобразователя. На ОУ DA1 в соста­ве преобразователя (рис. 15.15) построен двухполупериодный де­тектор. В этой микросхеме происходит разделение полярностей входного сигнала. Сигнал с отрицательной полярностью проходит на инвертирующий вход усилителя DA2. На выходе этого усилите­ля сигналы объединяются на резисторе R11. С помощью резисто­ра R11 добиваются равенства частей выходного сигнала, соответ­ствующих положительной и отрицательной полярностям входного сигнала. Порог разделения входного сигнала можно регулировать в ОУ DA1 с помощью резистора R6. Входной сигнал с частотой от О до 5 кГц и с амплитудой от 1 мВ до С В передается на выход с нелинейностью менее 0,2 %.

3. УМНОЖИТЕЛИ

Устройство возведения сигнала в квадрат с фазовраща­телем. Устройство (рис. 15.1G), моделирующее возведение сигнала в квадрат, состоит из трех полевых транзисторов. Первый транзи­стор выполняет функции повторителя сигнала. В истоке и стоке этого транзистора присутствуют одинаковые по амплитуде противо­фазные сигналы. Эти сигналы подаются в затворы двух других транзисторов, имеющих общую нагрузку, на которой и выделяется квадратичный сигнал. Для получения удовлетворительного преобра­зования сигнала необходимо подобрать транзисторы с идентичными характеристиками. С помощью напряжения смещения, поступающе­го на VT2 и VT3 с потенциометров R8 и R9 от источника 5 В, ра­бочие точки транзисторов VT2 и VT3 устанавливаются на началь­ном участке входной характеристики.



Параллельная схема возведения сигнала в квадрат. Схема (рис. 15.17) использует противофазные сигналы. Полевые транзи­ сторы должны быть подобраны по основным параметрам (крутиз­на и напряжение отсечки). Для подстройки режимов работы тран­зисторов необходимо подстроить резисторы R2 и R4. Частотный диапазон работы от 100 Гц до 500 кГц. Амплитуда входного сигна­ла 0,5 В.

Мостовая схема возведения сигнала в квадрат. Схема получе­ния квадрата входного сигнала (рис. 15.18) построена на полевых транзисторах VT3 и VT4 Управления полевыми транзисторами осу­ществляется двумя противофазными сигналами, пгпучаемими на коллекторах VT1 и VT2. С помощью резисторов R2 и R7 устанав­ливаются напряжения на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 Это необходимо в случае различия порогов отсечки. Для устране­ния несовпадения крутизны у транзисторов следует подобрать со­противление резистора R6. Устройство работает при входных сигна­лах до 5 В. При изменении входного сигнала от 1 до 5 В на выхо­де возникает составляющая первой гармоники, приблизительно рав­ная 10 % от выходного сигнала.



                                                          Рис. 15.17

Дифференциальная схема квадратора. Возведение сигнала в квадрат (рис. 15 19) осуществляется с помощью полевых транзи­сторов. Интегральная микросхема типа К122УД1 служит для уста­новки рабочего режима полевых транзисторов и усиления сигнала. Из-за разброса напряжений отсечки полевых транзисторов им тре­буются разные положительные потенциалы на затворе. Регулиров­ка этих напряжений осуществляется резистором R2, а общий уро­вень сигнала для обоих транзисторов регулируется резистором R3.



                   Рис. 15.18                                            Рис. 15.19                    Рис. 15.20

Уменьшение разброса транзисторов по крутизне достигается изме­нением амплитуды выходного сигнала микросхемы DA с помощью резистора R8. Максимальная амплитуда входного сигнала 50 мВ, а выходная амплитуда более 150 мВ.


Максимальная частота вход­ного сигнала около 100 кГц.

Квадратичный преобразователь. Преобразователь (рис. 15.20) использует ОС с кусочно- линейной аппроксимацией. Погрешность преобразования меньше ±1 %. Транзисторы выполняют функции пороговых элементов, которые при открывании подключают на вход ОУ токозадающие резисторы. Пороги открывания транзисто­ров устанавливаются с помощью делителя R6 — R10.

Квадратор. Приведенная схема (рис. 15.21) имеет квадратич­ную передаточную характеристику для входного сигнала с ампли­тудой до 5 В. Точность возведения сигнала в квадрат не хуже 3 %. Частота входного сигнала лежит в диапазоне от 100 Гц до 50 кГц. Для балансировки микросхемы DA1 используются два по­тенциометра. Потенциометр R14 устанавливает равные между со­бой напряжения на выводах 6 и 8 Регулировка уровня этих напря­жений осуществляется с помощью потенциометра R16.

При работе с малыми амплитудами входного сигнала следует подбирать резисторы, подключаемые к выводам 5, 9 и 3, 11. К этим входам микросхемы должны быть подключены равные со­противления. Подбором этих резисторов можно также скомпенси­ровать напряжение смещения нуля микросхемы.

Выходной дифференциальный сигнал преобразователя (DA1) поступает на ОУ DA2. С помощью ОУ DA2 значительно ослабля­ются синфазные помехи, которые приходят по цепям цитания на выход интегральной Микросхемы DAI Синфазные помехи могут возникнуть и в самой микросхеме, если она не сбалансирована. С помощью потенциометра R19 устанавливается нулевой сигнал на выходе при отсутствии входного сигнала. Для стабилизации ОУ К140УД5 к выводу 4 подключается корректирующая емкость 510 пФ.

Умножитель. Умножитель (рис. 15 22) собран на девяти микро­схемах типа К.159НТ1, каждая из которых представляет собой два выполненных по единой технологии и близких по параметрам тран­зистора. Операция перемножения осуществляется в микросхемах DA4 и DA5. На выходе перемножителя стоят два повторителя с общим источником тока в эмиттерных цепях.


Этот каскад снижает уровень синфазных помех, которые проходят на выход перемножи­теля по цепям питания. На входе схемы помещен усилитель с кол­лекторной нелинейной нагрузкой, имеющей логарифмическую харак­теристику. Сигнал со Входа 1 проходит через этот каскад, который выполнен на DA1 и DA2, что позволяет расширить динамический диапазон входных сигналов. Микросхемы DA3 и DA7 выполняют функции термокомпенсированных генераторов тока. Поскольку в логарифмическом и перемножающем каскадах транзисторы подоб­раны по параметрам, то точность перемножения двух сигналов с частотами от 0,1 Гц до 100 кГц не хуже 1 %. Амплитуды входных сигналов могут меняться от 1 мВ до 1 В.



                               Рис. 15.21



                               Рис. 15.22



                                          Рис. 15.23

Перемножитель. Перемножитель сигналов, достроенный На ин­тегральной микросхеме К.140МА1 (рис. 15.23, с) позволяет работать на частотах до 15 МГц. С применением на входе устройства мик­росхем К140УД1 для согласования по постоянной составляющей полоса частот уменьшается до 1 МГц. Поскольку по опорному сиг­налу интегральная микросхема DA4 имеет экспоненциальную зави­симость коэффициента передачи, то на выводы 5 и 9 этой микросхе­мы подается сигнал, предварительно логарифмируемый микросхемой DA3. Операция логарифмирования микросхемой осуществляет­ся на нелинейной нагрузке, выполненной в виде транзисторов VT1 и VT2 в диодном включении.

В микросхеме DA3 для увеличения динамического диапазона по управляющему входу разность потенциалов между входами опорного сигнала подбирается в процессе настройки с помощью ре­зистора R10. Это напряжение должно лежать в пределах 100 — 200 мВ. Для получения идентичности транзисторы желательно применять подобранными или использовать микросхему К.101КТ1.

Выходные парафазные сигналы микросхемы DA4 объединяются через микросхему DA5. Для входных сигналов от — 0,5 до +1,5 В погрешность составляет менее 0,5 %.


Минимальный сигнал, при ко­ тором схема удовлетворительно работает, равен 5 мВ. Работа схе­мы проиллюстрирована графика­ми рис. 15.23,6.

Извлечение корня. Извлече­ние корня из входного сигнала в схеме (рис. 1524) осуществляет­ся за счет сравнения двух сигна­лов, входного сигнала и сигнала выхода ОУ DA1. На выходе этого ОУ формируется квадратичный сигнал. Квадрат напряжения на выходе микросхемы образуется за счет нелинейной ОС, напряжение которой снимается с диода VD1 Вольт-амперная характеристика диода не является идеально квадратичной. Регулировка формы характеристики схемы на ОУ DAI под «квадратичность> осуществляется резисторами R3 и R5. При точной настройке погрешность схемы около 1% для входного сигнала от 0 до 10 В.



          Рис. 15.24

4. АППРОКСИМАТОРЫ

Однополярный преобразователь. Преобразование входного сигнала в схеме (рис. 15.25, о) осуществляется за счет поочередно­го подключения резистивных делителей к входу ОУ. Дискретно меняется коэффициент усиления усилителя за счет открывания оче­редного диода. В первоначальном состоянии диоды закрыты. По­роговые уровни устанавливаются с помощью потенциометров R5 — R8. С превышением входным сигналом порога диод открывается и на вход ОУ поступает потенциал, определяемый резисторами Rl — R4. Все потенциалы на входе усилителя суммируются. Про­цесс суммирования входных токов проиллюстрирован графиками на рис. 15.25, б.

Двухполярный преобразователь. Схема (рис. 15.26) состоит из двух симметричных частей: верхняя часть осуществляет преобразо-вание положительного значения входного сигнала, нижняя часть — отрицательного значения. В зависимости от характера установки движков потенциометров R7 — R11 схема может преобразовывать входной сигнал по Любому закону. Частным случаем может быть квадратичное преобразование. В т. 1 — 4 устанавливаются порого­вые уровни, равные 1; 2; 3; 4 В. Точность установки может быть 10%. Сопротивления должны быть установлены потенциометрами R7 — R11 как можно точнее, поскольку это определяет правиль­ность преобразования входного сигнала.


Чтобы устранить влияние порога открывания диода VD2, который должен проводить с нуле­вого входного сигнала, в цепь отрицательной обратной связи ОУ DA1 включен диод VD1. Кроме того, этот диод осуществляет ча­стичную термокомпенсацию всех остальных диодов. В схеме ис­пользуются диоды матриц КД908А или КД917А.

Диодный преобразователь. Передаточная функция преобразо­вателя (рис. 15.27, а) формируется нелинейной ООС. С увеличе­нием амплитуды выходного сигнала происходит поочередное включение диодов. С переходом диода в проводящее состояние умень­шается общее сопротивление ООС. В зависимости от сопротивле­ния резистора R1 наклон передаточной характеристики можно ме­нять в широких пределах.

На схеме рис. 15.27, б нелинейное сопротивление ОС эквива­лентно одному диоду с растянутой вольт-амперной характеристи­кой. Характеристики обеих схем проиллюстрированы на графиках.



                                          Рис. 15.25



                                          Рис. 15.26

Пороговый преобразователь. Преобразователь (рис. 15 28, а) имеет сложную ООС. При малых сигналах в цепи ОС включен ре­зистор R5. По мере увеличения входного сигнала в цепь ОС включается резистор R4 при открывании последовательно включен­ного с этим резистором диода. Включение резистора R3 происходит при больших выходных сигналах при1 открывании двух последова­тельно с ним включенных диодов. В последнюю очередь включается резистор R2. Как видно из графика рис. 15.286, крутизна переда­точной характеристики может легко корректироваться путем изме­нения сопротивления резистора R1.



                                          Рис. 15.27



                                          Рис. 15.28

Преобразователь с диодной регулировкой усиления. Коэффици­ент усиления схемы (рис. 15.29, а) зависит от прямого сопротивле­ния диода VD1, которое нелинейно меняется от приложенного на­пряжения. На рис. 15.29, б приведено семейство передаточных ха­рактеристик схемы в зависимости от сопротивления резистора R5. Меняя сопротивление резистора R5, можно получить передаточные характеристики разнообразной форма.


Возможности этой схемы расширятся, если применить два и более последовательно включен­ных диодов. Характеристика схемы с двумя дирдами также приве­дена на рис. 15 28, б.

Нелинейный преобразователь на ОУ. В преобразователе (рис. 15.30) используется принцип изменения коэффициента уси­ления ОУ DA1 в зависимости от амплитуды входного сигнала. Ко-эффициент усиления меняется с изменением эквивалентного сопро­тивления в т. 5 K=2R3/R4. Сопротивление резистора R4 меняется за счет подключения резисторов R5 — R8. Эти резисторы включают­ся после того, как сигнал в т. 5 превысит пороговые уровни в т. 1 — 4. Эти уровни можно выбирать любыми в зависимости от формы передаточной функции схемы. Для квадратичной передаточной функции в т. 1 — 4 можно принять пороги 0,1; 0,2; 0,3; 0,4 В. Ког­да входной сигнал превысит уровень 0,1 В, параллельно резисто­ру R4 подключится резистор R5. Коэффициент усиления DAI уве­личится. При превышении входным сигналом уровня 0,2 В допол­нительно подключится и резистор R6. Таким- способом можно смоделировать любую возрастающую передаточную функцию. Чис­ло пороговых ОУ можно выбрать сколь угодно большим и с лю­бой дискретностью пороговых уровней.



                                          Рис. 15.29



                                          Рис. 15.30



                                                          Рис. 15.31

Преобразователь формы сигнала. Устройство (рис. 15.31, а) преобразует сигнал треугольной формы в синосоидальную. В каче­стве преобразователя используется переменное сопротивление поле­вого транзистора. При малых напряжениях на входе ОУ коэффици; ент передачи K=R4/Rпт при Rпт — lfs, т. е. JK — SRt, где Ra т и S — сопротивление и крутизна полевого транзистора при напряжении на затворе, близком к нулю. С увеличением входного напряжения со­противление полевого транзистора увеличивается. Коэффициент передачи ОУ уменьшается. В результате на выходе появляется сиг­нал не с острой вершиной, а с гладкой.


Степень приближения плав­ного выходного сигнала к гармоническому виду зависит от нели­нейности напряжения на затворе, а также от сопротивления рези­стора R1. Сопротивление резистора R4, при котором на выходе по­лучается гармонический сигнал, зависит от крутизны полевого транзистора. Оптимальный режим достигается при сопротивлении ре­зистора около 200 Ом. При увеличении сопротивления резистора R4 передаточная характеристика станет выпуклее. При уменьшении сопротивления резистора характеристика будет более пологой (рис. 15.31,6).

5. ФАЗОСДВИТАЮЩИЕ СХЕМЫ

Фазовое звено. Фазосдвигающее звено (рис. 15.32, а) рабо­тает в диапазоне частот от 0 до 20 кГц. Звено имеет пере­даточную функцию UВых/Uвх=(1 — jwR3C1)/(l+ jwR3C1). ф= = 1/2 arctgR3C1. а звено (рис. 15.32, б) — передаточную фазовую функцию tgф== — 2wR3C1/l — w2(R3C1)2. Коэффициент усиления на всех частотах равен единице. Фаза выходного сигнала зависит от частоты. Если соединить последовательно три таких звена, то об­щее усиление не меняется, а фазовый сдвиг меняется в пределах от 0 до 540°. В первом звене происходит отставание выходного сигнала относительно входного, а для второго звена выходной сиг­нал опережает входной. Зависимости фазового угла от емкости фа-зосдвигающего конденсатора приведены на рис. 15.32, в.

Транзисторное фазовое звено. Фазосдвигающая цепочка (рис. 15.33, о) построена на основе интегратора, выполненного на транзисторе. Постоянная времени цепочки определяется элемента­ми R1, R2, R3, С2 и коэффициентом усиления схемы. Усиление оп­ределяется отношением сопротивлений резисторов K=R4/R5. Фазо­вая характеристика проиллюстрирована на графике рис. 15.33, б.

Фазовращатель на 130°. Фазовращатель (рис. 1534, о) по­зволяет изменять фазу входного сигнала в пределах от 0 до 180° при неизменной амплитуде выходного сигнала. Изменение фазы сигнала осуществляется на элементах R7, СЗ и R8, С4. Цепь R7, СЗ обеспечивает отставание по фазе от 0 до 90°, а цепь R8, С4 — опе­режение от 0 до 90°.


При R7=R8=R и СЗ=С4 = С фаза выходного сигнала определяется выражением ф=arctg[2wRC/(l — w2R2С2) ].



                                          Рис. 15.32



                                          Рис. 15.33

Эмиттерные повторители имеют большое входное сопротивление, в результате исключается шунтирование конденсаторов СЗ и С4 при малых сопротивлениях резисторов R7 и R8. На рис. 15 34, б приведена зависимость угла поворота от сопротивления R7=R8.

6. ИНТЕГРАТОРЫ, ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ

Простой интегратор. В цепь ООС ОУ (рис. 15.35, а) включен конденсатор. Постоянная времени интегратора зависит от номиналов R1 и С1 и коэффициента усиления ОУ. Указанные на схеме номиналы реализуют верхнюю частоту полосы пропускания АЧХ 35 Гц. Рабочий диапазон интегратора начинается с частоты выше 40 Гц. На рис. 15.35, б представлена АЧХ интегратора.



                                                          Рис. 15.34

Составной интегратор. Фильтр нижних частот (рис. 15.36, .а) по своим характеристикам близок к интегратору с граничной часто­той 200 Гц. В схеме осуществляется комбинированная фильтрация высокочастотных составляющих входного сигнала. Первая ступень состоит из цепочки R1, С1, а вторая — из R3, С2. На рис. 15.36, б, приведена АЧХ интегратора.



                                                          Рис. 15.35

Фильтровый интегратор. В качестве Интегратора (рис. 15.37, а) применяется Т-образный ФНЧ с полосой пропускания 30 Гц. Ам­плитудно-частотная характеристика интегратора приведена на рис. 15.37, б.

Регулируемый интегратор. Интегратор (рис. 1538, а) построен с таким расчетом, чтобы можно было менять полосу пропускания с по­мощью потенциометра в цепи ООС. Можно принять резисторы R2 и R3 как части одного потенциометра. При изменении резисторов меня­ется коэффициент усиления: для кривой 1 R2=100 кОм, R3= = 10 кОм, Дf=14 кГц; для кривой 2 R2=100 кОм, R3=100 кОм, Дf = 8 кГц; для кривой 3 R2=10 кОм, R3=10 кОм, Af = 2,5 кГц. Соответствующие примерам АЧХ приведены на графике рис. 15.38,6.



Интегратор на ОУ. Интегратор (рис. 15.39, а) построен таким образом, что накопительный конденсатор подключен одним выводом к общей шине. Это позволяет сбрасывать накопленную энергию на конденсаторе. Интегратор может работать в дискретном режиме. Верхняя частота полосы пропускания АЧХ 130 Гц. Коэффициент усиления в полосе пропускания составляет 200. Амплитуда входно­го сигнала 3 мВ. На рис. 15 39, б приведенд АЧХ интегратора.

Транзисторный интегратор. Интегратор на транзисторах (рис. 15.40, а) имеет большой динамический диапазон. Этот диапа­зон можно увеличить изменением питающих напряжений. С по­мощью подбора сопротивления резистора R2 можно менять постоянную времени интегратора. В указанных на рисунке графиках наблюдается прямая зависимость между параметрами интегратора-для R2=10 кОм Дf=1,5 кГц, а для R2=25 кОм Дf=600 Гц (рис. 15.40, б).



                                          Рмс. 15.36



                               Рис. 15.37                                                        Рис. 15.38



                                          Рис. 15.39



                                          Рис. 15.40



                                          Рис. 15.41

Сбрасываемый интегратор. Сброс интегратора (рис. 1541, а) осуществляется при поступлении на управляющий вход положитель­ного импульса. Первый транзистор работает в нормальном режиме. При напряжении на интегрирующем конденсаторе больше 0,7 В транзистор VII обладает достаточным коэффициентом пере­дачи тока и шунтирует значительный ток. При напряжении на кон­денсаторе меньше 0,7 В коэффициент передачи транзистора падает. Для уменьшения остаточного напряжения на конденсаторе исполь зуется инверсное включение транзистора VT2. В этом случае непо­добранные транзисторы дают около 20 мВ. На рис. 1541, б при­ведена зависимость остаточного напряжения от управляющего



                                          Рис. 15.42

Интегратор на ОУ со сбросом на транзисторах. Интегратор (рис. 15 42, а, б) построен на ОУ, в цепь ООС которого включен конденсатор.


Для разряда конденсатора в схему введены два тран­зистора, которые находятся в закрытом состоянии. С приходом уп­ равляющего напряжения положительной полярности один из тран­зисторов открывается. При любой полярности выходного сигнала ОУ транзисторп работают в нормальном режиме. Через этот тран­зистор протекает основной ток разряда конденсатора. Инверсное включение транзистора уменьшает остаточное напряжение на кон­денсаторе. Зависимость остаточного напряжения от управляющего сигнала показана на рис. 15 42, в. Время разряда конденсатора с б В до 10 мВ составляет меньше 1 икс.



                                          Рис. 15.43

Интегратор с разрядным полевым транзистором. В качестве разрядного ключа в сбрасываемом интеграторе (рис. 15.43, а) при­менен полевой транзистор. В нормальном состоянии он закрыт. С приходом управляющего сигнала транзистор открывается и входит в насыщение. В зависимости от амплитуды управляющего сиг­нала остаточное напряжение может менять знак. Это связано с тем, что часть управляющего напряжения проходит через открытые n-р переходы полевого транзистора. На графиках рис. 15.43, б, в при­ведены характеристики интегратора.



                          Рис. 15.44

Увеличение постоянной времени RС--цепи. Для сравнительно небольших номиналов цепочки RC устройство (рис. 15.44) позволяет получить большие постоянные времени интегрирования. Постоян­ная времени цепочки R3, С увеличивается в 104 раз. Выходные сиг­налы ОУ являются противофазными. Дрейф и уровень шума опре­деляются- так же, как для усилителя с замкнутой ОС. Поскольку коэффициент усиления интегральной микросхемы DA2 равен еди­нице, то общее усиление определяется коэффициентом усиления первой микросхемы.



                                          Рис. 15.45

Транзисторный дифференциатор. Дифференциатор (рис. 15.45, а) построен на основе транзисторного каскада с ОБ. Частотные харак­теристики для низких и высоких частот показаны на рис. 15.45, б. Как видно из рисунков, амплитуда выходного сигнала пропорцио­нальна частоте.


На высоких частотах при С1< 10 нф наблюдается явление резонанса, которое обусловлено паразитными емкостями транзисторов.

7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Пороговый преобразователь входного сигнала. Схема (рис. 15.46, а) осуществляет поочередное включение светодиодов, подсоединенных к выходам ОУ. Диоды включены таким образом, что при включении последующего диода выключается предыду­щий. Это достигается тем, что пороги- открывания ОУ различны: у усилителя DA1 минимальный порог, а у усилителя DA3 — макси­мальный. У всех закрытых ОУ выходные напряжения имеют мину­совое значение. С включением первого усилителя через первый светоднод протекает ток, он светится. Когда включается второй усилитель, загорается второй светодиод, а первый выключается, по­скольку выходные напряжения первых двух усилителей будут равны.



                                          Рис. 15.46

Если вместо светодиодов поставить транзисторы, то в зависи­мости от уровня входного сигнала будет включаться определенный транзистор и через его коллектор потечет ток. Ток регулируется эмиттерными резисторами. На схеме (рис. 15.46, б) ток равен 10 мА.

Квантующий преобразователь. Устройство служит для кванто­вания входного сигнала на дискретные уровни и отображения его на светодиодном экране. Схема (рис, 15.47) состоит из двух парал-лельцых рядов ОУ (компараторов). Каждый ОУ имеет свой порог открывания. Микросхемы DAI — DA9 имеют пороги открывания, установленные с дискретностью 50 мВ, а ОУ DA10 — DA19 имеют пороги с дискретностью 500 мВ. Входной сигнал поступает одно­временно на все входы ОУ. При нулевом входном сигнале ОУ DAI — DA9 будут иметь на выходе положительные напряжения, а DA10 — DA19 — отрицательные. Когда входное напряжение достиг­нет 50 мВ, переключится ОУ DA9. При дальнейшем увеличении входного сигнала будут поочередно включаться ОУ DA8 — DA1. Микросхема DA1 переключится при входном напряжении 450 мВ. Когда напряжение на входе достигнет 500 мВ, переключится ОУ DA19. На выходе микросхемы появится напряжение положитель­ной полярности, которое пройдет через диод VD9 на транзистор VT9. Полевой транзистор включен в режим генератора тока.


С по­ мощью резистора R29 устанавливается ток стока 1 мА. Этот ток при Протекании через резисторы R2 — R10 изменит пороги переключения микросхем DAI — DA9. У микросхемы DA9. порог составляет 550 мВ, а у микросхемы DA8 — 600 мВ и т. д. Микросхемы DAI — DA9 вновь начнут отслеживать входной сигнал. Когда входной сигнал достиг­нет уровня 1 В, сработает микросхема DA18, которая снова изме­нит пороги срабатывания, микросхем DAI — DA9. Этот процесс пе­риодически будет повторяться до максимального значения входно­го сигнала, равного 5 В. Для настройки преобразователя необходимо значительное внимание уделить стабильности ОС, вводимой через транзисторы. Следует с большой точностью устанавливать пороги открывания микросхем.



                                          Рис. 15.47

Рассмотренную схему можно применить как преобразователь аналог — код, если на выходе ОУ поставить дополнительные логи­ческие элементы.



Рис. 15.48

Преобразователь «напряжение — частота». Входной сигнал от­рицательной полярности подается на вход интегратора (рис 1548 а) Напряжение на выходе ОУ DA1 ллавно нарастает: Микросхема DA2 закрыта напряжением с потенциометра R4, Отрицательное выход­ное напряжение этого ОУ закрывает транзистор. Когда напряже­ние на интеграторе превысит напряжение на потенциометре (2 В) ОУ DA2 переключится. Положительное напряжение откроет тран­зистор. Произойдет разряд конденсатора. Если входной сигнал ме­няется от 0,1 до 3 В, то частота линейно меняется от 100 Гц до 10 кГц. Линейный закон изменения частоты выходного сигнала от амплитуды входного выполняется с точностью ±1 % (рис 1548 б)



                                          Рис. 15.49



Рис. 15.50

Преобразователь «напряжение — время». Операционные уси­лители DA1 и DA2 преобразователя (рис. 15.49) образуют генера­тор треугольных импульсов. Микросхема DA2 выдает на выходе прямоугольные импульсы, амплитуда которых определяется стаби­литронами. Микросхема DA1 интегрирует эти прямоугольные им­пульсы « формирует треугольные.


Частоту импульсов можно регулировать в пределах от 0,05 до 4 Гц Выходной сигнал генератора треугольных импульсов суммируется с сигналом на входе Нуль-ин­дикатором является ОУ DA3. В момент равенства слагаемых сигна­лов ОУ переключается. Длительность выходного сигнала обратно пропорциональна амплитуде входного. Максимальная амплитуда выходного сигнала зависит от напряжения на стабилитроне VDL Линейный преобразователь «напряжение — частота» При дей­ствии на входе ОУ DA1 преобразователя (рис. 1550, а) положи­тельного напряжения происходит заряд конденсатора С1. Напря­жение на входе ОУ DA2 постепенно увеличивается. Когда это на­пряжение достигнет порогового уровня E2, ОУ DA2 переключится и положительное напряжение на его выходе откроет транзистор VT1. Конденсатор С1 быстро разрядится через транзистор. После этого начинается новый цикл заряда конденсатора. Частота следо­вания импульсных сигналов на выходе микросхемы DA2 определя­ется выражением f=E1/E2R1C. Если транзистор обладает большим неуправляемым коллекторным током, то следует между базой и эмиттером включить резистор сопротивлением 10 кОм. Работа схе­мы проиллюстрирована графиком на рис. 15,50, б.

цА741Н MC1741G, LM741H, RC741H, SN72741L,

 
УКАЗАТЕЛЬ СХЕМ ВКЛЮЧЕНИЯ МИКРОСХЕМ И ИХ ЗАРУБЕЖНЫЕ АНАЛОГИ

Тип микросхемы	Стра­ница	Рисунок	Аналог
К101КТ1	175	6 2	ZDT30/31, SN75614
К122УД1	206	8 7	МС1525, САЗООО
К122УС1	112	4.18	WC1146T, МС101
К122УС2	148	4 92	2АЗО
К140УД1Б	13	1 14	МА702, СА3015, SN75108
К.140УД2	15	1 23	МА709, САЗОЗЗ
К140УД5	18	1 36	СА3015
К140УД6	19	1 47	МС1456, SN72770
К140УД7	23	1 60	цА741Н MC1741G, LM741H, RC741H, SN72741L, N5741T, SG741T, ТВА22 1/222, SFC27741, МРС151, МВ3603, СА741Т, AD741. АМ741, ICL741TY, ITT741, ТОА741
К140УД8	25	1 72	цА740Н MC1556G, RC1556H
К140УД9	28	1 74
К140УДП	29	1 88	LM310
К140УД12	32	1 105	цА776, MC1776CG
К140УД13	34	1 113
К140УД14	37	1 131	М108Н, LM108H, SN52108, N108T, SC108T, SF2108, СА108Т, AD108H, АМ108Н. ICL108TY
К140МА1	222	8 35
К142ЕН1	365	16.18 и, к	ЦА723, L123
К153УД1	40	1 149	мА709, 709СН, MC1709G LM1709H, SN72709L
К153УД2	45	1 175	LM101H, MLM101G, М101Н, SN52101L, SG101T, ТАА812, SFC2101, СА101Т, AD101, АМ101Т, ICL101TY, ТОА101
К153УДЗ	48	1 191	мА709Н, MC1709G, RC709H, SN72709L, N5709, МРС55, ТАА52 1/522, SFC2709, ITT709, ТО А 1709
К153УД4	49	1.197
К153УД5 К153УД6 К154УД1	51 53 56	1.201 1.209 1 2.20	мА725, МРС154А LM101A НА2700
К154УДЗ	60	1.237
К154УД2	62	1.252	AD509
К157УД1	64	1.261
К157УД2	66	1.269
К157УС2	321	14.11
К157УСЗ	147	4.91
К162КТ1	175	6.1	С1-1
К168КТ1 К168КТ2	175 175	6.3 6.3	МЕМ550 МЕМ452
К181ЕН1 К190КТ1	367 130	16.19 4 58	МЕМ2009, MX52D
К190КТ2	183	6 18	S116, ML 163, TMS6003
К191ЛА1	311	13 29
К224УС1	145	4 86
К224УС8	145	4 87
К224УС2»	146	4 89
К224ЖАЗ	206	8 8
К224ДС2	214	8 21
К224ЖА1	321	14 14
К224ЖА2	322	14 15
К224ПП1	113	4 21
К226УС4	227	9 28
К228СА2	301	13 10
К235ПС1	320	14 10
К237ЖА1	145	4 88
К237УС1	145	4 88
К237ЖА1	323	14 17
К275ЕН1-16	364	16 18,
		а — д
К284КН1	185	6 21
К284ПУ1	299	13 6
К284УЭ1	116	4 30
К284УД2	143	4 83
К284СС2	159	5 12
К299ЕВ1.2	395	17 25
К403ЕН1 8	364	16 18,
		е — з
К504НТ1 К521СА1	127 314	451 13 34, ж	цА711Н, MC1711G, LM1711H, SN52711L, N5556 SFC2711
К521СА2	314	13 34, з	ЦА710Н, MC1710G. LM710H, SN52710L, SFC2710, МРС71
К544УД1	G9	1 283	цА740, МС1740Р, LM740, SN72740N, SFC27740E, ТОА740
К544УД2 К574УД1	71 74	1 294 1 310	С A3 130 AD513

 
 
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
Глава I. Микросхемы и схемы их включения
1. Микросхемы серии К140
2. Микросхемы серии К153
3. Микросхемы серии К154
4. Микросхемы серии К157
5. Микросхемы серии К544
6. Микросхемы серии К574УД1
Глава 2. Эквиваленты радиоэлементов
1. Резисторные мосты
2. Потенциометры
3. Аттенюаторы
4. Эквиваленты конденсаторов
5. Эквиваленты диодов и транзисторов
6. Параметры контура
7. Преобразователи сопротивлений
8. Преобразователи тока
9. Преобразователи «напряжение — ток»
10. Каскодное включение
Глава 3. Двухполюсники с отрицательным сопротивлением
1. Схемы с характеристикой S-вида
2. Схемы с характеристикой N-вида
Глава 4. Усилители
1. Управление коэффициентом усиления
2. Сдвоенные ОУ
3. Расширение возможностей ОУ
4. Усилители мощности
5. Предусилители с управляемыми параметрами
6. Усилители с непосредственными связями на транзи­сторах
7. Усилители с частотно-зависимым коэффициентом уси­ления
8. Электрометрические усилители
9. Усилители с непосредственными связями
10. Многокаскадные усилители
11. Кабельные усилители
12. Мостовые усилители
13. Измерительные усилители
14. Чувствительные УПЧ
15. Полосовые усилители
16. Усилители с АРУ
Глава 5. Фильтры
1. Фильтры с полосой пропускания до 1 кГц
2. Многозвенные фильтры
3. Управляемые фильтры
4. Фильтры на микросхемах
5. Фильтры на транзисторах
6. Фильтры с повторителями напряжения
7. Фильтры на усилителях
8. Полосовые фильтры
9. Перестраиваемые фильтры
Глава 6. Модуляторы постоянного тока
1. Переключатели на микросхемах
2. Переключатели на биполярных транзисторах
3. Переключатели на полевых транзисторах
4. Переключатели со схемой управления
Глава 7. Модуляторы переменного тока
1. Модуляторы на полевых транзисторах
2. Модуляторы гармонических колебаний
3. Модуляторы со схемой управления
4. Модуляторы ВЧ колебаний на биполярных транзи­сторах
5. Модуляторы на ОУ
Глава 8. Детекторы
1. Двухполупернодные детекторы
2.


Детектооы ВЧ сигналов
3. Детекторы с ОУ
4. Детекторы с нелинейными передаточными характери­стиками
5. Частотные детекторы
6. Фазовые детекторы
7 Однотактные детекторы
8. Двухтактные детекторы
Глава 9. Генераторы гармонических колебаний
1. Однокаскадные генераторы
2. Многодиапазонные генераторы
3. Генераторы на микросхемах
4. Генераторы многофазных сигналов
5. Генераторы с управляемой амплитудой сигнала 6 Многозвенные генераторы
Глава 10. Импульсные генераторы
1. Генераторы на транзисторах
2. Генераторы на микросхемах
Глава 11. Генераторы сигналов специальной формы
1. Импульсные генераторы
2. Генераторы сигнала пилообразной формы
3. Управляемые генераторы
4. Генераторы на ОУ
5. Генераторы сложных сигналов
Глава 12. Управляемые импульсные генераторы
1. Двухкаскадиые релаксаторы
2 Трехкзскадные релаксаторы
3. Многокаскадные релаксаторы
4. Релаксаторы на логических элементах
5. Преобразователи на ОУ и компараторах
6. Счетчики импульсов
Глава 13. Компараторы, сравнивающие устройства, огра­ничители
1. Ограничители
2. Преобразователи формы сигнала
3. Пороговые устройства
Глава 14. Преобразователи частоты
1. Преобразователи на транзисторах
2. Преобразователи на микросхемах
3. Умножители частоты
Глава 15. Преобразователи сигналов
1. Фазочувствительные схемы
2. Схемы формирования абсолютного значения
3. Умножители
4. Аппроксиматоры
5. Фазосдвигающие схемы
6. Интеграторы, дифференциаторы
7. Преобразователи сигналов
Глава 16. Стабилизаторы напряжения и тока
1. Формирователи опорного напряжения
2. Маломощные транзисторные стабилизаторы
3. Микросхемные стабилизаторы
4. Мощные стабилизаторы
5. Стабилизаторы с защитой
6. Стабилизаторы с ОУ
Глава 17. Преобразователи напряжения
1. Выпрямительные мосты
2. Транзисторные преобразователи
3. Двухкаскадные преобразователи
4. Бестрансформаторные преобразователи
5. Умножители напряжения
Приложение. Указатель схем включения микросхем и их зарубежные аналоги
ББК 32.84


Г70
УДК 621.396.6(035)
Редакционная коллегия:
Белкин Б. Г., Бондаренко В. М., Борисов В. Г., Геништа Е. Н., Горо­ховский А. В., Ельяшкевич С. А., Жеребцов И. П., Корольков В. Г., Смирнов А. Д., Тарасов Ф. И., Хотунцев Ю. Л., Чистяков Н. И.
Горошков Б. И.
Г70 Радиоэлектронные устройства: Справоч­ник. — М.: Радио и связь, 1984. — 400 с., ил. — (Массовая радиобиблиотека; Вып.1076). В пер.: 2 р. 10 к.
Описаны практические схемы функциональных узлов, которые могут быть использованы в устройствах приемно-усилительной и генераторной техники, системах обработки и передачи сигналов, устройствах автоматики и др. Приведенные схемы просты в на­стройке.
Дано описание принципа работы этих схем и основные харак­теристики, определяющие область их применения.
Для подготовленных радиолюбителей.
2402020000-084 ББК 32.84
Г---------------91-84
046(01)-84 6ФО.З
РЕЦЕНЗЕНТ Е. Л. ШИЛО
Редакция литературы по электронной технике
БОРИС ИВАНОВИЧ ГОРОШКОВ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА (СПРАВОЧНИК)
Редактор Л. С. Чеглаков
Редактор издательству Н. В. Ефимова
Художник В. Я. Вагант
Художественный редактор Н. С. Шенн
Технический редактор Г. 3. Кузнецова
Корректор Л. С. Глаголева
НБ N 823
Сдано в набор 27.09.83. Подписано в печать 03.02.81. Т-03287. Формат 84X103/32. Бумага Газетная Гарнитура литературная. Печать высокая. Усл. печ. л. 21,0. Усл. кр.-отт. 2!,0. Уч.-изд. л. 24,75. Тираж 150000 экз. (1-й завод 1 — 50000 экз.) Изд. № 19913. Зак. 1807 Цена 2 р. 10 к. Издательство «Радио и связь», 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 4 Союзгюлиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли 129041, Москва, Б. Переяславская ул., 46
Издательство «Радио и связь», 1984
OCR Pirat

СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА

Любое радиоэлектронное устройство содержит стабилизи­рованный источник питания, от которого зависят характеристики аппаратуры. Стабилизаторы выполняют на различные напряже­ния — от сотен милливольт до сотен вольт. Большой диапазон пере­крывают стабилизаторы и по току. Требования, предъявляемые -к стабилизаторам, зависят от условий работы аппаратуры. Если стабилизатор используется в качестве эталона напряжения, то он должен быть стабильным прежде всего в заданном диапазоне тем­ператур. При этом он, как правило, работает при малых выходных токах. Стабилизаторы, рассчитанные на большие выходные токи, должны поддерживать выходные напряжения в заданных пределах. Эти пределы могут быть достаточно большими.

Различают три основные группы стабилизаторов: параметриче­ские компенсационные и ключевые. В параметрических стабилиза­торах используется элемент иди схема с резко нелинейной зависи­мостью напряжения от тока, например стабилитрон. Схема включе­ния стабилитрона выбирается такой, чтобы при колебаниях входно­го напряжения выходное напряжение практически не менялось. В этих случаях стабилитрон следует питать через генератор тока — стабилизатор тока. Параметрические стабилизаторы не позволяют регулировать выходное напряжение и не обеспечивают больших то­ков нагрузки. Они обычно используются в качестве источника опор­ного напряжения в более мощных компенсационных стабилизато­рах В компенсационных стабилизаторах осуществляется сравнение выходного напряжения с опорным. В зависимости от разности на­пряжений (и ее знака) автоматически включается балансирующий (регулирующий) элемент, который отрабатывает эту разность. Для точного отслеживания выходного напряжения разность подается на усилитель постоянного тока, который управляет регулирующим эле­ментом. По способу включения регулирующего элемента стабили­заторы делятся на последовательные и параллельные. В побледо-вательном стабилизаторе регулирующий элемент включается после­довательно с нагрузкой, а в параллельном — параллельно нагрузке.
Последовательные стабилизаторы делают на большие токи, а парал­лельные нашли применение в схемах с большим выходным напря­жением

Основным параметром стабилизаторов является коэффициент стабилизации. Этот параметр зависят от коэффициента усиления усилителя постоянного тока. Применение интегральных ОУ позво­ляет значительно повысить коэффициент стабилизации, снизить температурный дрейф выходного напряжения, доведя его до зна­чения, определяемого нестабильностью выходного делителя и опор­ного стабилитрона. Интегральные микросхемы позволили также значительно сократить габариты стабилизаторов. Микросхемные стабилизаторы серии К275 перекрывают широкий диапазон по на­пряжению от 1 до 25 В при выходном токе до 50 мА. В некоторых случаях достаточно включить на выходе мощный транзистор, чтобы построить стабилизатор напряжения с удовлетворительными пара­метрами. Применение стабилизаторов на интегральных микросхе­мах позволяет создать источники питания для небольших узлов и приборов. В этом случае значительно уменьшается паразитная связь между узлами прибора и снижаются требования к первично­му выпрямителю.

Важным свойством стабилизаторов напряжения является спо­собность переходить в режим самозащиты при перегрузках и корот­ких замыканиях на выходе. Почти все схемы защиты управляются включенным в цепь нагрузки резистором с малым сопротивлением. Ток нагрузки создает падение напряжения на этом сопротивлении, которое включает защитную схему. Схема защиты может работать в двух режимах- с автоматическим включением выходного напря­жения стабилизатора после устранения короткого замыкания и с блокировкой, когда для восстановления выходного напряжения тре­буются внешние сигналы.

Включение корректирующих элементов ОУ, которые применя­ются в приведенных ниже схемах, показано в гл. 1.

1. ФОРМИРОВАТЕЛИ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Стабилитроны. Серийно выпускаемые стабилитроны име­ют разные вольт-амперные характеристики. Максимальной крутиз­ной обладают стабилитроны с опорным напряжением 7 — 8 В.


Тем­пературный коэффициент напряжения (ТКН) стабилитронов с на­пряжением стабилизации менее 5 В имеет отрицательное значение. Для опорного напряжения около 5,4 В при токе 7 мА ТКН равен нулю. Стабилитроны с опорным напряжением более б В имеют по­ложительный ТКН.

Минимальным внутренним дифференциальным сопротивлением обладают диоды с опорным напряжением 7 — 8 В. Все остальные диоды имеют большое внутреннее сопротивление. Это сопротивле­ние сильно зависит от тока, протекающего через диод. Рабочим то­ком стабилитронов следует считать ток более 3 мА. Ряд графиф-ских зависимостей, характеризующих работу стабилитронов, приве­ден на рис. 16.1.

Управляемый стабилитрон. В обычных стабилитронах при из­менении протекающего тока в некоторых .пределах меняется опор­ное напряжение Е0. В приведенной схеме (рис. 16.2, а) ток, проте­кающий через стабилитрон, контролируется ОУ. Если ОУ не может обеспечить требуемый ток нагрузки, то на выход ОУ целесообраз­но включить транзистор (рис. 162, б). Транзистор полезен и в слу­чае протекания значительного тока через стабилитрон, например, более 5 — 10 мА (при этом стабилитрон обладает меньшим внутрен­ним сопротивлением). Выходное напряжение определяется выра­жением U=EO/[1 — R3/(R2+R3)]. При изменении соотношения между сопротивлениями R2 и R3 можно регулировать выходное напряже­ние в широких пределах. Временной дрейф выходного напряжения не превышает 1 мВ, температурный дрейф в диапазоне от 0 до 85°С не превышает 1 мВ. Выходное сопротивление при изменении тока нагрузки до 20 мА составляет 0,025 Ом. Общая нестабильность выходного напряжения не превышает 0,05 %.

                          Рис. 16.1



                          Рис. 16.2

Стабилизатор напряжения на светодиоде. С помощью светоди-одов можно получить стабилизатор с индикацией (рис. 163). Ин­тенсивность свечения диода зависит от протекающего ччерез него тока. Этот ток определяется сопротивлением резистора R1.



                          Рис. 16.3



Дифференциальное, сопротивление прямой ветви светодиода АЛ 108 равно 0,3 — 12 Ом. При обратном напряжении пробой насту­пает при напряжении для АЛ 108 — 104-20 В и АЛ 109 — 5-М О В. Температурный коэффициент изменения прямого напряжения равен приблизительно 0,12 % на градус. Прямое напряжение при токе 100 мА для АЛ108 равно 1,15 — 1,25 В, а для АЛ109 — 1,0-М,15 В, емкость переходов равна соответственно 130 — 300 пФ и 200 — 400 пФ.

Схема термостабильного опорного напря­жения. Схема (рис. 16.4) позволяет получить стабильное напряжение в широком диапазоне температур. Опорное напряжение, имеющее нулевой ТКН, устанавливается потенциомет­ром: U0п = Uд+ТКНд/ТКНстUст, где Uд — па­дение напряжения на диоде; Uст — опорное напряжение стабилитрона, ТКНД и ТКНст — температурные коэффициенты напряжения ди­ода и стабилитрона. Если вместо одного диода VD2 включить два кремниевых диода, то опор­ное напряжение увеличится в два раза.



       Рис. 16.4                                  Рис. 16.5

Низковольтный стабилитрон. Стабилитрон (рис. 16.5) имеет опорное напряжение 0,65 В для кремниевых и 0,3 В для германие­вых транзисторов. Внутреннее сопротивление стабилитрона менее 5 Ом. Стабилитрон обладает коэффициентом стабилизации 103. Из­менение выходного напряжения при изменении температуры состав­ляет 2 мВ/град или 1 % на градус для германиевых транзисторов и 0,3 % на градус для кремниевых транзисторов.

Полевой транзистор в качестве низковольтного стабилитрона. При включении резистора в цепь истока полевого транзистора воз­никает напряжение ОС. Это напряжение слабо зависит от питаю­щего напряжения. Напряжение ОС определяется потенциалом от­сечки полевого транзистора. Схема с одним транзистором (рис. 16.6, а) обеспечивает внутреннее сопротивление приблизи­тельно 30 Ом, а с двумя транзисторами (рис. 166, б) имеет вну­треннее сопротивление менее 5 Ом. Кроме того, схема с двумя транзисторами обладает и большим коэффициентом стабилизации (более 103).


Температурная стабилизация может быть обеспечена, если режим работы транзистора вывести в термостабильную точку, а также применить терморезисторы в цепи истока.

Увеличение максимального тока стабилитрона. Устройство (рис. 16 7) служит для стабилизации напряжения в цепях, в которых ток нагрузки превышает максимальный ток стабилитрона Когда напряжение на коллекторе транзистора превышает опорный уровень стабилитрона, начинает протекать базовый ток транзисто­ра, который в h21Э раз меньше коллекторного тока. В результате основной ток резистора R1 будет протекать через транзистор Схе­ма выполняет функции стабилитрона с увеличенным максимально допустимым током. Внутреннее сопротивление устройства составля­ет 0,6 Ом.



Рис. 16.6



Рис. 16.7

Схема с отрицательным коэффициентом стабилизации. Схема формирования опорного напряжения (рис. 16.8, а) имеет отрица­тельный коэффициент стабилизации K=ДE/ДU. Этот коэффициент можно регулировать изменением сопротивлений резисторов R1 и R2.

Зависимость этих параметров выражается формулой К= — K1/K2. Графическая интерпретация зависимостей представлена на рис 16.8, б.

Схема с регулируемым коэффициентом стабилизации. Схема формирования опорного напряжения (рис. 16.9, а) обладает как положительным, так и отрицательным коэффициентами стабилиза­ции. Знак коэффициента стабилизации определяется отношением сопротивлений резисторов R2/R4. При R4<R2 .коэффициент стабили­зации имеет положительный знак, а для R4>R2 — отрицательный. Зависимость изменения выходного напряжения от входного при различных сопротивлениях R4 представлена на рис. 16.9, б.



                                          Рис. 16.8



                                          Рис. 16.9



                                          Рис. 16.10

Схема низковольтного опорного источника. Источник опорного напряжения (рис. 16.10, а) построен на интегральной микросхеме К101КТ1. С помощью этой схемы можно получить стабильное на­пряжение 0,7 В с внутренним сопротивлением менее 10 Ом.


Выход­ ное напряжение зависит от температуры с коэффициентом 2 мВ/град. Коэффициент стабилизации равен приблизительно 5-103. На рдс. 16.10, б представлена зависимость напряжения стабилиза­ции от подводимого напряжения.

2. МАЛОМОЩНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Генераторы тока. Генератор тока (рис, 16.11, а) построен на основе принципа стабилизации базового напряжения в транзи­сторе. Напряжение на резисторе R1 при изменении Е будет опреде­ляться опорным напряжением стабилитрона. Зависимость выходного тока от Е приведена на графике. Коэффициент стабилизации ДE/ДI=26.

Значительно более высокий коэффициент стабилизации у дру­гого генератора тока (рис. 16.11, б) — более 57. Коэффициент ста­билизации возрастает, если увеличить ток, протекающий через ста­билитроны. Следует иметь в виду, что при плавной установке на­пряжения Е схема может оказаться в закрытом состоянии. Для ее запуска служит резистор R3.

Стабилизатор напряжения с ОС. В основу стабилизатора на­пряжения (рис. 16.12) положен стабилизатор тока, работающий на стабилитрон. Коллекторный ток транзистора VT2 протекает через стабилитрон VD4 и сопротивление нагрузки. Значение этого тока определяется резистором R4 и опорным напряжением стабилитрона VD2. Диод VD3 служит для термостабилизации. Поскольку ток потребляемый внешней нагрузкой (Rн1 и RН2), может меняться вы­ходное напряжение стабилизатора будет нестабильным. Для стаби­лизации этого напряжения часть тока нагрузки протекает через транзистор VTL Этот ток создает падение напряжения на рези­сторе R2, которое меняет эмиттерный ток транзистора VT2. В ре­зультате ток, протекающий через стабилитрон VD4, остается посто­янным. Таким образом отслеживаются изменения внешней на­грузки.

Транзисторная модель низковольтного стабилитрона. Стабилит­рон, собранный и.а двух транзисторах разных типов проводимости (рис. L6.13), позволяет получить стабилитрон с опорным напряже­нием 0,9 В. Внутреннее сопротивление эквивалентного стабилитрона менее 10 Ом.


Максимально допустимый ток составляет 30 мА. Этот параметр определяется током транзисторов. Если применить более мощные транзисторы, то ток можно увеличить до сотен миллиам­пер. Применение германиевых транзисторов вместо кремниевых снижает опорное напряжение на 0,4 В.



                               Рис. 16.11

Стабилизатор низковольтного напряжения. Выходное напряже­ние стабилизатора (рис. 16.14) оп-ределяетсй падением напряжения на переходе база — эмиттер тран­зистора VT2. Для кремниевых транзисторов выходное напряже­ние равно приблизительно 0,7 В, а для германиевых — 0,3 В. Мак­симальный ток стабилизации оп­ределяется допустимой рассеивае­мой мощностью транзистора VT1. Коэффициент стабилизации составляет 102. Схема не термостабилизирована. Выходное напряже­ние меняется с коэффициентом 1 мВ/град. Если в базу транзистора VT2 включить стабилитрон, то выходное напряжение будет равно опорному напряжению стабилитрона.



       Рис. 16.12                                            Рис. 16.14



                          Рис. 16.15

Кольцевой стабилизатор опорного напряжения. Стабилизатор опорного напряжения (рис. 16.15, а) имеет замкнутую систему ста­билизации тока, протекающего через транзисторы. Диод VD1 ста­билизирует ток транзистора VT1, а диод VD2 — ток транзистора VT2. Каждый диод питается постоянным током. Коэффициент ста­билизации выходного напряжения более 400. Он зависит от сопро­тивления резистора R1. При увеличении сопротивления R1 коэффи­циент увеличивается. Для R1= 00 кОм можно получить коэффициент более 103. Однако с увеличением этого сопротивления возмож­ны случаи, когда стабилизатор не включается. Здесь существенную роль играет неуправляемый ток коллектора транзисторов Кроме того, коэффициент стабилизации увеличивается с увеличением тока протекающего через стабилитроны. Степень увеличения- коэффици­ента стабилизации можно определить, если учесть вольт-амперную характеристику стабилитрона С применением стабилитронов типа Д818Е при токе более 10 мА коэффициент стабилизации может быть увеличен 105.


В интервале температур от — 20 до +60°С ста­билизатор обеспечивает стабильность порядка 10-6 В/град На графиках рис. 16.15, б, в проиллюстрирована работа стабилиза­тора.



                                          Рис. 16.16



                          Рис. 16.17



                   Рис. 16.18 (а — и)

Генератор, тока со следящей ОС. Опорное напряжение стабили­затора (рис. 16.16, о) устанавливается стабилитроном VD1 через который протекает ток транзистора VT1. Для уменьшения выход­ного сопротивления стабилизатора в генератор введен эмиттерный повторитель на транзисторе VT3. Кроме того, этот транзистор сле­дит за изменением тока транзистора VT1 при изменении сопротив-,ления резистора R1. Однако большой ток нагрузки может вызвать значительный коллекторный ток транзистора VT1, который превы­сит предельно допустимое значение для стабилитрона, В качестве ограничителя тока стабилитрона служит транзистор VT2. Этот транзистор осуществляет ООС при изменении тока в цепи нагрузки Генератор удовлетворительно работает при незначительных превы­шениях питающего напряжения над опорным напряжением стаби­литрона. Коэффициент стабилизации схемы растет с уменьшением сопротивления резистора RL На графиках рис. 16.16, б, в проиллю­стрирована работа схемы.



                               Рис. 16.18 к

Низковольтный регулируемый стабилитрон. Составной каскад на двух транзисторах разной проводимости (рис. 16.17) по своим характеристикам подобен стабилитрону. С помощью резистора R2 можно устанавливать опорное напряжение. При малых напряжени­ях на входе через транзистор VT1 протекает незначительный ток. Этот ток не способен открыть транзистор VT2. С увеличением на­пряжения ток становится настолько существенным, что открывает ся транзистор VT2 и при этом уменьшается его выходное сопротив­ление. Напряжение, с которого начинают открываться оба транзи­стора, определяется резистором R2. С помощью эквивалентного стабилитрона можно устанавливать опорное напряжение от 1 до 4 В.


При R3 — 25 кОм опорное напряжение составляет 3,5 В.

3. МИКРОСХЕМНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Микросхемные стабилизаторы. Интегральные микросхемы К275ЕН1 — К275ЕН16А, Б делятся на две группы: группа А имеет разброс выходного напряжения 1,5%, а группа Б — 2,5%. Основ­ные параметры микросхем приведены в табл. 16.1, где Ки — коэф­фициент нестабильности по напряжению, Ki — коэффициент неста­бильности по току; fвx — минимальное входное напряжение; Iвых — выходной ток. Схемы стабилизатороб серии К275 представ­лены на рис. 16.18, а — д.

Интегральные микросхемы К403ЕН1 — К403ЕН8 делятся на две группы: группа. А имеет нестабильность по напряжению и по току 0,01%, а группа Б — 0,05%. Температурный коэффициент напря­жения равен ±0,05 %. Разброс выходного напряжения 2 %. Мини­мальный ток нагрузки 0,05 А. Рассеиваемая мощность без теплоот-вода 1 Вт, а с теплоотводом — 15 Вт. Параметры микросхем при­ведены в табл. 16.2, где Uвых — выходное напряжение; (7Bi — вход­ное напряжение, Iн — предельный ток нагрузки.

Таблица 16.1

Тип микросхемы	Uвых, В	K0 %	Ki %	Uвг, В	Iвых. мА	Рис. 16.18
К275ЕН1	+ 1,2	0,01	0,01	5	50	а
К275ЕН2	+ 2,4	0.01	0,04	6	50	а
К274ЕНЗ	+ 3	0,005	0,01	6,5	50	а
К275ЕН4	+ 4	0,002	0,005	7,5	50	б
К275ЕН5	+ 5	0,02	0,003	8,5	50	б
К275ЕН8	+ 6,3	0,002	0,003	9,5	50	б
К275ЕН9	— 6,3	0,002	0,003	9,5	50	в
К275ЕН10	+ 9	0,002	0,002	12,5	50	д
К275ЕН13	+ 12,6	0,002	0,002	16	45	д
К275ЕН14	— 12,6	0,002	0,002	16	45	г
К275ЕН15	+ 15	0,002	0,002	18,5	50	д
К275ЕН16	+24	0,002	0,002	27,5	35	д

Микросхему можно включать без защиты от к. з., с защитой от к. з., с двумя источниками, с подключением шунтирующего резисто­ра для уменьшения (увеличения) выходного напряжения в преде­лах 10 %, (рис. 16.18, е — з).



Интегральные микросхемы К142ЕН1, К142ЕН2 применяют как стабилизаторы с регулируемым выходным напряжением. Микросхе­ма К142ЕН1 при токе нагрузки 50 мА имеет на выходе напряжение 3 В при входном напряжении 10 В, а при входном напряжении 20 В выходное напряжение равно 12 В. Микросхема К142ЕН2 при токе нагрузки 50 мА имеет Uвх=20 В, UВЫх=12 В и Uвх = 40 В, Uвых=30 В. Принципиальная схема показана на рис. 16.18, и, схе­мы включения стабилизатора приведены на рис. 16.18, к. Резистор R2 стоит в цепи схемы защиты. Сопротивление этого резистора равно R2 = Uвых/Iвых мах. Резистор R3 определяется выражением R3= (Uвых+0,5)/0,3. Стабилизатор может выключаться внешним сигналом, который подается на вывод 9. По этой цепи должен про­текать ток 0,5 — 1 мА.

Таблица 16.2

Тип микросхемы	Uвых. В	Uвх, В	Iн, А	Рис. 16 18
К403ЕНГ	5	11 — 17	2	Ж
К403ЕН2	6	12 — 18	2	Ж
К403ЕНЗ	9	15 — 22	1,5	Ж
К403ЕН4	12	18 — 27	1,5	Ж
К403ЕН5	15	21 — 31	1,5	3
К403ЕН6	24	30 — 45	1,0	3
К403ЕН7	27	33 — 50	1,0	3
К403ЕН8	30	36 — 54	1,0	3

                               Рис. 16.19

Стабилизатор на интегральной микросхеме К181ЕН1. Микро­схема (рис. 16.19, а) работает с входным напряжением 9 — 20 В. Выходное напряжение равно 3 — 15 В. Максимальный ток стабили- зации 150 мА. Коэффициент нестабильности по напряжению 7-10-3, а по току — 8*10-3. Температурный дрейф выходного напряжения равен 0,01 % на градус. Ток короткого замыкания составляет 0,4 А. На рис. 16.19, б — г показаны зависимости коэффициента стабилиза­ции напряжения от выходного и входного напряжений и от тока нагрузки. Схема включения микросхемы показана на рис. 16.19, д, е. В первой схеме UВых=1,5(R1+R2). Вторая схема имеет защиту от короткого замыкания. Сопротивление резистора R1 определяется выражением R1 = 0,7/1,5 Iвых.

4. МОЩНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Простой компенсационный стабилизатор. Выходное напря­жение стабилизатора (рис. 16.20, а) равно 12,6 В.


Значение этого напряжения устанавливается с помощью резистора R5. Опорное на­пряжение стабилитрона определяет минимальный уровень выходно­го напряжения. Для эффективной работы стабилизатора на коллекторе усилительного транзистора VT3 устанавливается среднее ме­жду опорным и входным напряжение.



Рис. 1620

Коэффициент стабилизации схемы определяется усилительными свойствами транзистора VT3 и сопротивлением резистора R1. Коэф­фициент стабилизации можно определить по характеристикам, от­ражающим зависимость выходного напряжения от входного, при этом он зависит от значения входного напряжения. Максимальный ток стабилизации определяется регулирующими транзисторами VT1 и VT2. Он ограничен мощностью, рассеиваемой транзистором VT1. При больших выходных токах наблюдается уменьшение коэф­фициента стабилизации, что связано с шунтирующим действием со­ставного эмиттерного повторителя, оказываемым на усилительный транзистор VT3. За счет падения напряжения на переходах база — эмиттер транзисторов VT1 и VT2 выходное напряжение уменьшает­ся с увеличением тока нагрузки. Работа стабилизатора проиллю­стрирована графиками рис. 16.20, б, в.

Стабилизатор на интегральной микросхеме КН2ЕН2Б. На вы­ходе стабилизатора (рис. 16.21) напряжение равно 5 В. Максималь­ный ток нагрузки 5 А. Выходное напряжение устанавливается по­тенциометром R8. Входное напря­жение может меняться в пределах от 6 до 15 В. Стабилизатор имеет защиту от короткого замыкания по выходу и от перегрузок, рабо­та которой осуществляется управ­лением через вывод 10 микро­схемы.

Увеличение мощности, отда­ваемой стабилизатором. Стабили­затор {рис. 16.22) построен на фиксированное напряжение 6,3 В. Опорное напряжение определяется двумя стабилитронами VD1 и VD2. Сумма опорных напряжений ста­билитронов определяет выходное напряжение стабилизатора. Выходной ток стабилизатора определяется резистором R2. Он может превышать предельно допустимое значение для транзистора VT1





       Рис. 16.21                                                        Рис. 16.22

Если на входе напряжение Е достигнет максимального значе­ния, то выходной ток стабилизатора протекает через резистор R2. Транзистор VT1 будет закрыт. При минимальном же значении (£»U) через резистор R2 ток не протекает. Выходной ток стаби­лизатора идет через транзистор VT1. В результате на транзисторе VT1 не рассеивается мощность: в первом случае — есть напряже­ние, нет тока, во втором случае — есть ток, нет напряжения. Для промежуточного состояния на транзисторе рассеивается мощность, которая в 4 раза меньше мощности, отдаваемой стабилизатором.

Стабилизатор на дифференциальном каскаде. Стабилизатор (рис. 16.23) имеет фиксированное выходное напряжение. Лишь в небольших пределах (±10%) его можно менять потенциометром R6. Дифференциальный каскад на транзисторах VT3 и VT4 выпол­няет стабилизирующие функции. Регулирующим элементом являет­ся составной повторитель на транзисторах VT1 и VT2.

Стабилизатор на составном регулирующем каскаде. Выходное напряжение стабилизатора (рис. 16.24, а) можно регулировать в пределах от 10 В до Е. Коэффициент стабилизации схемы зависит от входного напряжения. В стабилизаторе усилитель с ООС постро­ен на двух транзисторах VT3 и VT4. На базу транзистора VT4 по­дается опорное напряжение, а на базу транзистора VT3 — часть выходного напряжения. Основные характеристики стабилизатора приведены на рис. 16.24, б, в.



                                          Рис. 16.23



                                          Рис. 16.24

Стабилизатор с генератором тока. В стабилизаторе (рис. 16.25, а) опорное напряжение формируется на стабилитроне VD2, который питается от генератора постоянного тока, построенного на транзи­сторе VT1. Коллекторный ток транзистора задается стабилитро­ном VD1. Для увеличения коэффициента стабилизации при вход­ном напряжении 10 В необходимо уменьшить сопротивление рези­стора R2, увеличить тек через стабилитрон VD1. Поскольку ток че­рез стабилитрон VD2 постоянен, то при увеличении тока на выходе стабилизатора напряжение на этом стабилитроне будет также ме­няться в связи с изменением тока базы транзистора VT3. На рис. 16.25,6 приведена зависимость изменения выходного напря­жения от входного напряжения.


Изменение выходного напряжения стабилизатора от тока нагрузки показано на рис. 16.25, в.

Стабилизатор с ООС. Стабилизатор (рис. 16.26, а) имеет фик-снрвпанное выходное напряжение 12,6 В. Опорное напряжение устанавливается на стабилитроне VD1. Это напряжение передается на выход через транзисторы, выполняющие функции повторителя. Транзистор VT2 включен по схеме усилителя с ОБ, а транзистор VT1 оеуществляст полную ООС. Коэффициент стабилизации зави­сит от входного напряжения. Работа стабилизатора проиллюстри­рована на графиках рис. 16.26, б, в.



                                          Рис. 16.25

Регулируемый стабилизатор на составной каскаде. Стабилиза­тор (рис. 16.27, а) имеет регулируемое выходное напряжение. Оно меняется от 0 до 10 В. Регулировка напряжения осуществляется потенциометром R2. Между стабилитроном VDJ и регулирующим транзистором VT3 введены два транзистора, которые выполняют разные функции. Транзистор VT1 является эмиттерным повтори­телем, а транзистор VT2 — усилителем с ОБ, который охвачен пол­ной ООС. Совместно с транзистором VT3 транзистор VT2 имеет коэффициент передачи тока, равный единице. Работа стабилизато­ра отображена на графиках рис. 16.27, б, в.



                               Рис. 16.26

Регулируемый стабилизатор на генераторе тока. Стабилизатор (рис. 16.28, а) имеет регулируемое выходное напряжение от 0 до 12,6 В. Опорное напряжение устанавливается на стабилитроне VD2. Рабочая точка стабилитрона определяется генератором тока, по­строенным на транзисторе VT3. Ток задается эмиттерным резисто­ром R3 и напряжением на базе, которое устанавливается на стаби­литроне VD1. Ток через стабилитрон VD1 (устанавливается транзи­стором VT4) протекает через базовую цепь транзистора VT2, кото­рый совместно с транзистором VT1 выполняет функции регулирую­щего каскада. Транзистор VT2 включен по схеме усилителя, охва­ченного через транзистор VT1 полной ООС. Отрицательная обрат­ная связь распространяется и на транзисторе VT4. В результате транзистор VT4 выполняет двойную роль: входит в каскад сложно­го регулирующего элемента и выполняет функции токозадающего элемента в образовании стабильного опорного напряжения.


На графиках рис. 16.28, б, в отражены характеристики стабилитрона.



                                          Рис. 16.27



                                          Рис. 16.28

Схема с двойной стабилизацией. Схема стабилизатора (рис. 16.29, а) имеет усилительный каскад с большим сопротивлением нагрузки. В коллекто транзистора VT4 включен генератор тока, построенный на транзисторе VT3. Коллекторн-ый ток этого транзистора задается напряжением на диоде VDL Для устранения возбуждения схемы включен конденсатор С. Составной повторитель на транзисторах VT1 и VT2 обеспечивает выходной ток стабилиза­тора. При увеличении выходного тока стабилизированное напряже­ние несколько уменьшается. Это связано с падением напряжения на переходах база — эмиттер транзисторов. Зависимость изменения выходного напряжения стабилизатора от тока нагрузки и входного напряжения показаны на рис. 16.29, б, в.

Схема с динамической нагрузкой регулирующего каскада. Вы­ходное напряжение стабилизатора (рис. 16.30, а) снимается с эмиттера транзистора VT1, рассеиваемая мощность которого опре­деляет ток нагрузки. Для увеличения коэффициента стабилизации в коллектор регулирующего транзистора VT2 включена динамиче­ская нагрузка — транзистор VT2. Для запуска стабилизатора слу­жит резистор R1, который позволяет также скомпенсировать изме­нения выходного напряжения. Поскольку транзисторы VT1 и VT2 охвачены ПОС, то установка тока нагрузки осуществляется под­бором резисторов R2 и R3. Резистор R2 включен для ограничения коллекторного тока транзистора VT2. Меняя сопротивление рези­стора R3, можно добиться необходимой зависимости коллекторного тока транзистора VT2 от тока нагрузки при изменении номинала выходного напряжения стабилизатора. Поскольку базовый ток тран­зистора VT1 равен разности коллекторных токов транзисторов VT2 и VT3, то при увеличении тока нагрузки, вызывающего уменьшение выходного напряжения, ток транзистора VT2 возрастет, а базовый ток VT3 уменьшится. В результате ток транзистора VT1 увеличится и скомпенсирует уменьшение напряжения.


На рис. 16.30, б, в пред­ставлены графики, характеризующие работу стабилизатора.



                                          Рис 16.29



                                          Рис. 16.30

Стабилизатор с автокомпенсацией. В стабилизаторе (рис. 16.31, а) опорное напряжение устанавливается на диодах VD2 и VD3 с по­мощью генератора тока на транзисторе VT1. Транзистор VT2 также является генератором тока. Этот транзистор выполняет функции динамической нагрузки в усилительном каскаде. Регулирующий каскад собран на транзисторах VT3 и VT4. Для уменьшения изме­нений выходного напряжения стабилизатора с увеличением тока на­грузки ток транзистора VT3 должен протекать через диод VD2. Изменение напряжения на этом диоде компенсирует падение напря­жения на переходах база — эмиттер регулирующих транзисторов. В зависимости от прямого сопротивления диода компенсация изме­нения выходного напряжения стабилизатора может быть различ­ной. Зависимость изменений выходного напряжения от входного по­казана на рис. 16.31, б. На рис. 16.31, в показана область возмож­ных значений этих изменений.



                                          Рис. 16.31



                                          Рис. 16.32

Стабилизатор с защитой от короткого замыкания. При подаче напряжения на вход стабилизатора (рис. 16.32) транзистор VT2 открыт и в его коллекторе существует напряжение 5 В, которое не проходит через стабилитрон VD1. Транзистор VT1 закрыт. В от­крытом состоянии транзистор VT2 находится из-за того, что вы­ходное напряжение стабилизатора превышает опорное напряжение стабилитронов VD3 и VD4. На резисторе R7 будет напряжение око­ло 5 В. Транзисторы VT3 — VT5 работают в режиме стабилизации выходного напряжения. При коротком замыкании стабилизатора резко падает выходное напряжение. Оно будет меньше опорного напряжения стабилитронов VD3 и VD4. В базе транзистора VT2 присутствует нулевой потенциал. Транзистор VT2 закроется. На его коллекторе возрастет напряжение, которое превысит опорное напряжение стабилитрона VD1. Через стабилитрон потечет ток, ко­торый откроет транзистор VT1. Напряжение в коллекторе транзи-бтора VT5 упадет до нуля.


Транзисторы VT3 и VT4 будут защище­ны от короткого замыкания.

5. СТАБИЛИЗАТОРЫ С ЗАЩИТОЙ

Коллекторный стабилизатор. В этом стабилизаторе (рис. 16.33, а) реализуются высокая стабильность выходного напря­жения и защита схемы от короткого замыкания. Опорное напря­жение устанавливается с помощью стабилитрона VD1 через рези­стор R1. Это напряжение подается на базу транзистора VT2, через который протекает ток, определяемый резистором R2. Коллекторный ток транзистора VT2 открывает транзистор VT1. На выходе уста­навливается напряжение, равное напряжению на эмиттере транзи­стора VT2. Короткое замыкание на выходе схемы (резкое умень­шение выходного напряжения) повлечет за собой увеличение кол­лекторного тока транзистора VT1. Максимально возможный ток нагрузки будет определяться h21Э транзистора VT1 и максимальным током транзистора VT2, зависящим от сопротивления резистора Д2. При коротком замыкании через транзистор VT1 протекает большой коллекторный ток. Для ограничения рассеиваемой мощности этим транзистором выбирается соответствующее сопротивление резистора R2. Работа стабилизатора отражена на графиках рис 16 33 б в



                                          Рис. 16.33

Стабилизатор с параллельной схемой защиты от перегрузки В стабилизаторе (рис. 16.34, а) выходное напряжение устанавлива­ется в коллекторе транзистора VT1. Составной эмиттерный повто­ритель образован транзисторами VT2 и VT3. Подбором резистора R4 можно добиться коэффициента стабилизации более 103.

Для защиты стабилизатора от перегрузок на выходе включен резистор R6. Ток нагрузки создает падение напряжения на этом резисторе. Это напряжение открывает транзистор VT5. Для увели­чения порога открывания транзистора VT5 включен диод VD2 Коллекторный ток транзистора VT5 открывает транзистор VT4, который уменьшает напряжение в базовой цепи составного эмиттер­ного повторителя. В результате напряжение на выходе уменьшает­ся. На рис. 16.34, б представлена зависимость выходного напряже­ния от тока нагрузки.



Стабилизатор с последовательной схемой защиты от пере­грузки. Для защиты стабилизатора (рис. 16.35, а) от перегрузок в нее введен транзистор VT4, который открывается, когда напря­жение на резисторе R6 превышает 0,4 В. Протекающий коллектор­ный ток транзистора VT4 уменьшает напряжение на базе составно­го эмиттерного повторителя. Выходное напряжение стабилизатора определяется напряжением на коллекторе транзистора VT3. Изменение выходного напряжения от тока нагрузки показано на рис. 16.35, б.



                                          Рис. 16.34



                                          Рис. 16.35

Стабилизатор с отрицательным коэффициентом стабилизации. Стабилизатор напряжения (рис. 16.36, а) построен по схеме состав­ного эмиттерного повторителя. Опорное напряжение устанавливает­ся на коллекторе транзистора VT3. Это напряжение имеет отрица­тельный коэффициент стабилизации: с увеличением входного на­пряжения опорное напряжение уменьшается. С помощью резистора R4 можно менять коэффициент стабилизации. При некоторых со­противлениях резистора R4 зависимость ДU=f(E) может иметь го­ризонтальный участок для E=14 В (рис. 16.36, б). Для стабилиза­тора с фиксированным выходным напряжением 12,6 В горизонталь­ный участок начинается при напряжении E=19 В. На рис. 16.36, в представлена зависимость ДU от тока нагрузки.

Стабилизатор с динамическим опорным напряжением. В схему стабилизатора (рис. 16.37, а) введен ограничивающий резистор R6. Падение напряжения на этом резисторе через транзистор VT2 передается в каскад формирования опорного напряжения. Эта ОС позволяет увеличивать выходное напряжение стабилитрона с уве­личением тока нагрузки или поддерживать это напряжение посто­янным со сколь угодно высокой точностью. При больших токах нагрузки на резисторе R5 падает значительная часть входного на­пряжения. Транзистор VT3 входит в насыщение. Напряжение на выходе уменьшается с уменьшением сопротивления нагрузки (рис. 16.37, б).





                               Рис. 16.36



                               Рис. 16.37

Стабилизатор с управляемым опорным напряжением. В стаби­лизаторе (рис. 1(5.38, а) опорное напряжение устанавливается на коллекторе транзистора УТ1. В зависимости от сопротивления ре­зистора R4 опорное напряжение может иметь положительный или отрицательный коэффициент стабилизации. Опорное напряжение че­рез составной повторитель подается на выход стабилизатора. При увеличении тока в нагрузке выходное напряжение уменьшается из-за падения напряжения на переходах база — эмиттер. Включение на выходе, стабилизатора резистора R6 и транзистора VT4 изменяет зависимость выходного напряжения от тока нагрузки. Выходное напряжение будет увеличиваться с увеличением тока нагрузки, по­скольку с увеличением падения напряжения на резисторе R6 от­крывается транзистор VT4, который своим коллекторным током за­крывает транзистор VТ1. Напряжение в коллекторе этого транзи­стора увеличиваемся (рис. 16.38, б).



                               Рис. 16.38                                                        Рис. 16.39

Уменьшение пульсаций опор­ного напряжения. Стабилизатор (рис. 16.39) имеет дополнитель­ный выпрямитель для уменьшения пульсаций в коллекторе усили­тельного транзистора VT3. Пуль­сирующее входное напряжение заряжает конденсатор С1 через диод VD1 до максимального зна­чения. На выходе выпрямителя включен стабилизатор напряже­ния на стабилитроне VD2 с на­пряжением стабилизации 8 В.

Стабилизатор обеспечивает коэффициент стабилизации около 100 при токе нагрузки до 0,8 А.

Ослабитель переменной составляющей. Стабилизатор (рис. 16.40) уменьшает переменную составляющую на фильтрующем конденсаторе С1. Пульсирующее напряжение в т. 1 ограничивается на ста­билитроне VD1. Ограничение напряжения через составной эмиттер-ный повторитель передается на конденсатор С1.



                                          Рис. 16.40

6. СТАБИЛИЗАТОРЫ С ОУ

Стабилизатор с ОУ и защитой от короткого замыкания. В стабилизаторе (рис. 16.41, а) в качестве сравнивающего устрой­ства используется ОУ.


Опорное напряжение с диода VD2 подается на неинвертирующий вход, а пульсирующее выходное напряжение — на инвертирующий вход. Отрицательная обратная связь через диод VD1 и два транзистора выполняет демпфирующие функции. Для за­щиты стабилизатора от короткого замыкания включен резистор R5. Нагрузочные характеристики приведены на рис. 16.41, в (кривая 1) и рис. 16.41, г. Если поменять местами подключение цепочек R4, VD2 и R6 — R8, нагрузочная характеристика имеет вид кривой 2 на-рис. 16.41, в. На рис. 16.41, б приведена зависимость отклонения вы­ходного напряжения от входного напряжения стабилизатора.



                                          Рис. 16.41

Стабилизаторы напряжения на ОУ. Стабилизатор (рис. 16.42, а) обеспечивает на выходе напряжение 15 В при токе нагрузки 0,5 А. Стабилизирующим элементом в этой схеме является ОУ, с помощью которого можно получить коэффициент стабилизации более 4-104. Опорное напряжение, образованное диодом VD1 и транзистором VT3, подается на один вход ОУ, а второй вход подключается к делителю, обеспечивающему запуск стабилизатора при его включении. Высокая стабильность опорного напряжения обеспечивается цепоч­кой VD1, VT3, в которой транзистор выполняет роль генератора тока.

Для уменьшения влияния обратного тока транзистора VT1 применяется резистор R1. Резистор R2 ограничивает базовый ток транзистора VT2. Параметры корректирующей цепочки R3 С1 выбра­ны с учетом работы ОУ при глубокой ОС.

Для получения напряжения на выходе стабилизатора, превы­шающего питающего напряжение ОУ, следует применить схему рис. 16.42, б. В этой схеме питание усилителя осуществляется от дополнительного стабилизирующего каскада Rl, VD1, VD2 кото­рый обеспечивает напряжение 24 В. С помощью этой схемы можно получить коэффициент стабилизации более 2-104 при токе нагруз­ки 1 А.



                                          Рис. 16.42



                   Рис. 16.43                                Рис. 16.44

Стабилизатор с регулируемым коэффициентом стабилизации. Стабилизатор (рис. 16.43) имеет коэффициент стабилизации более 105.


В зависимости от сопротивления резистора R4 коэффициент стабилизации может быть положительным иди отрицательным. Для уменьшения мощности, рассеиваемой транзистором VT3, включается резистор R7. Сопротивление этого резистора определяется постоян­ным током нагрузки. Ток же, связанный с изменением сопротивле­ния нагрузки, протекает через транзистор VT3.

Высоковольтный стабилизатор на ОУ. Высоковольтный стаби­лизатор напряжения (рис. 16.44) имеет коэффициент стабилизации более 103. Он рассчитан на токи до 0,1 А. В качестве усилительного элемента применен ОУ, питающее напряжение которого поднято на уровень 100 В. Для предотвращения неисправности стабилизатора желательно входное напряжение повышать плавно до нужного значения.



                                          Рис. 16.45

Высоковольтный стабилизатор. Высоковольтный стабилизатор (рис. 16.45) имеет на выходе £00 В. При токе нагрузки 0,1 А вход­ное напряжение должно равняться 300 В. Схема обладает коэффи­циентом стабилизации более 104. Это достигается тремя видами ослабления пульсаций. С помощью стабилитронов VD1 — VD3 уста­навливается опорное напряжение 250 В. Для уменьшения внутрен­него сопротивления стабилитронов включен конденсатор С1, кото­рый совместно с резистором R1 образует фильтрующую цепь. Ос­новной стабилизирующей схемой являются ОУ и регулирующие транзисторы VT1 и VT2. С помощью стабилитронов VD5 и VD6 напряжение на входе ОУ уменьшается до единиц вольт. На этом уровне происходят изменения выходного напряжения. Опорное на пряжение также лежит в этом диапазоне. Все изменения выходно­го напряжения умножаются на коэффициент усиления ОУ и посту­пают на вход регулирующих транзисторов, которые сглаживают эти изменения.

Глава 17

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователи напряжения служат для преобразования постоянного напряжения в переменное или в постоянное напряжение другого уровня. Преобразователи находят применение в различных электронных приборах с питанием от аккумуляторов и батарей.


Их могут применять в устройствах, заменяя несколько стабилизирован­ных источников одним преобразователем.

Преобразователи переменного напряжения используют для по­лучения высоковольтных источников питания. В этих преобразова­телях осуществляется умножение переменного напряжения в не­сколько раз.

Существуют трансформаторные и резистивно-конденсаторные преобразователи. В основу преобразователя положен генератор, собранный по схеме симметричного мультивибратора или блокинг-генератора. Наибольшее распространение получила трансформатор­ная схема преобразователя. Преобразователи, собранные по такой схеме, обеспечивают мощность до 500 Вт. Резистивно-конденсатор­ные преобразователи являются маломощными (менее 10 Вт). В трансформаторных преобразователях транзисторы генератора мо­гут быть включены по схеме с ОБ, с ОЭ и с ОК. Чаще всего при­меняется схема с ОЭ. Эта схема позволяет получить большой КПД при малых напряжениях входного источника питания. Схема с ОК нашла применение в тех случаях, когда требуется установка тран­зисторов на общий радиатор.

При определении основных параметров преобразователей необ­ходимо знать ток и мощность нагрузки. Эти два параметра позволя­ют определить входное напряжение преобразователя и коллектор­ный ток переключающих транзисторов. Входное напряжение долж­но быть меньше половины максимально допустимого напряжения на транзисторах. Коллекторный ток открытого транзистора нарастает во времени вследствие изменения намагничивающего тока трансформатора. Время, в течение которого транзистор находится в от­крытом состоянии, определяется неравенством Iк<h21эIБ. Если сердечник трансформатора имеет прямоугольную петлю гистерезиса с максимальной индукцией Вн (гаусс) и сечением 5 (см2), то пре­образователь с питанием от напряжения £ и с числом витков кол­лекторной обмотки W будет иметь частоту f=E/4WsBH108 (Гц).

Включение корректирующих элементов в ОУ можно найти в гл. 1.

1. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ МОСТЫ



Выпрямительные мосты на интегральных микросхемах. Схемы выпрямительных мостов приведены на рис. 17.1. Обратный ток диодов равен 100 мкА. Среднее прямое напряжение при макси­мальном токе составляет 1,2 В. Максимально допустимое импульс­ное обратное напряжение равно 50 В. Средний прямой ток равен 500 мА.



                                                          Рис. 17.1

Выпрямительный мост. Выпрямитель на большие напряжения требует включения группы последовательно соединенных диодов (рис. 17.2, а), а при больших токах — группы параллельно соеди­ненных диодов (рис. 17.2, б). Последовательное включение требует учета обратного сопротивления диодов. Разброс обратных сопро­тивлений диодов ведет к неравномерному распределению обратного напряжения между ними. Для нормализации обратных сопротивле­ний включают параллельные резисторы: для германиевых — 50 кОм, для кремниевых — 200 кОм. При параллельном включении диодов ток протекает в основном через диод с меньшим прямым сопро­тивлением. Для выравнивания на­грузок диодов необходимо вклю­чать последовательно с диодом добавочное сопротивление.



                                          Рис. 17.2



                   Рис. 17.3

Выпрямитель напряжения. От источника переменного напряже­ния (рис. 17.3) можно получить три источника с постоянным на­пряжением. Напряжение -f-8 В образуется при двухполупериод-ном выпрямлении. Источник на­пряжения + 16 В образуется при удвоении переменного напряже­ния. Для получения напряжения — 8 В применена схема удвоения, в которой конденсатор С4 заря­жается от одной полуволны. Он не перезаряжается, как это проис­ходит в схеме удвоения.

Стабилизированный выпрямитель. Двухполупериодный выпря­митель (рис. 17.4) собран на диодах VD1 и VD2 и конденсаторах С1 и С2. Через диоды конденсаторы заряжаются до напряжения 60 В. Выходное напряжение формируется в результате открывания транзисторов VT1 и VT2 отрицательными импульсами, которые по­ступают с обмотки трансформатора.


Отрицательные полуволны ог­ раничиваются стабилитроном на уровне 40 В. Через транзисторы протекает ток почти прямоугольной формы. Выходной ток выпрями­теля 300 мА.

2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Коллекторный преобразователь. Преобразователь (рис. 17.5) построен по схеме трансформаторного мультивибратора. Первичные обмотки W1 и W2 включены в коллекторные цепи транзисторов.



          Рис. 17.4

 

Одна обмотка W3 ПОС управляет работой обоих тран­зисторов. Когда на конце обмотки W3 формируется отрицательный импульс, открывается транзистор VT1. В это время положительный сигнал в начале обмотки W3 закрывает транзистор VT2 и проходит через диод VD3. При смене полярности сигналов на этой обмотке состояние транзисторов изменится. Резистор R2 служит для ограни­чения базового тока. Резистор R1 открывает оба транзистора для первичного запуска схемы. Включение диода VD2 в цепь питания защищает преобразователь от случайного изменения полярности пи­тающего источника. Для пермаллоевого сердечника обмотки W1 и W2 имеют по 75 витков. Базовая обмотка W3 имеет 9 витков. Чис­ло витков базовой обмотки следует согласовать с сопротивлением нагрузки.



       Рис. 17.5                                              Рис. 17.6

Эмиттерный преобразователь со стабилизацией. Преобразователь (рис. 17.6} собран по схеме блокинг-генератора с эмиттернон ОС. Запуск схемы обеспечивают резисторы R1 и R4, которые открывают транзисторы VT1 и VT2. Для стабилизации амплитуды выходного прямоугольного сигнала базовый сигнал отрицательной полярности проходит через диод VD2 (VD4) и ограничивается на стабилитроне VD5. В результате переменное напряжение в эмиттерных обмотках WI не зависит от входного напряжения. Схема преобразователя может работать на частотах свыше 10 кГц.

Преобразователь с общим запуском. В схеме преобразователя (рис. 17.7, а) транзисторы включены в режиме с ОЭ. Для запуска генератора применяется цепочка Rl, VD2. При включении питания диод VD2 закрыт. На базы транзисторов через резистор R1 приложено напряжение Е. Транзисторы открываются, ив схеме воз­никают колебания.


С возникновением колебаний резистор R2 не входит в цепь ПОС. Для ограничения базового тока включен рези­стор R2. В цепь ПОС включен диод VD2. При E=25 В на базовой обмотке возникает сигнал с амплитудой 3 В. При изменении Е ча­стота генератора меняется по линейному закону (рис 177 б) Эта зависимость получена на ферритовом сердечнике при 2 В/виток.



                                           Рис. 17.7                                              Рис. 17.8



          Рис. 17.9

Эмиттерный преобразователь с раздельным запуском. Преоб­разователь напряжения (рис. 17.8) собран по схеме двухтактного блокинг-генератора с нагрузкой в цепи эмиттера. Для запуска гене­ратора существуют две цепочки Rl, VD1 и R2, VD4 С включением питания через базовую цепь течет ток E/R1(R2). Этот ток запуска­ет генератор. Базовая обмотка ПОС поддерживает колебания. Тран­зисторы работают в режиме переключения. При закрывании тран­зистора в эмиттерной обмотке возникает импульс напряжения, ко­торый значительно превышает предельно допустимое напряжение база — эмиттер. Для защиты переходов включены диоды VD2 и VD3, которые открываются под действием этого импульса. Падение напряжения на диодах достаточно для закрывания транзисторов.

Стабилизация амплитуды в эмиттерном преобразователе. Преоб­разователь (рис. 17.9) совмещает две функции: генерацию прямо­угольных импульсов и стабилизацию амплитуды сигнала. Для вы­полнения функций стабилизации амплитуды выходного сигнала ба­зовая обмотка по числу витков превышает эмиттерную обмотку в 1,2 — 1,5 раза. В результате напряжение в базе транзисторов боль­ше эмиттерного напряжения. Под действием импульса отрицатель­ной полярности в базе транзистора открывается диод VD2 (VD3), который пропускает этот сигнал на стабилитрон. Стабилитрон нор­мализует амплитуду базового сигнала. Независимо от напряжения питания (от 22 до 30 В) на базе существует сигнал с амплитудой 20 В. Запуск генератора осуществляется цепочкой Rl, VD4. Для за­щиты преобразователя от изменения полярности питающего напря­жения служит диод VD1.



3. ДВУХКАСКАДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Преобразователь с трансформаторным усилителем мощ­ности. Преобразователь (рис. 17.10) состоит из задающего генера­тора (транзисторы VT4 и VT5) и усилителя мощности (транзисто­ры VT1 и VT2). Усилитель мощности имеет ПОС через обмотку W3. Для управления транзисторами VT1 и VT2 выходной сигнал генератора снимается через эмиттерные повторители (транзисторы VT3 и VT6).



                               Рис. 17.10

Двухкаскадный преобразооатель. Задающий генератор преобра­зователя (рис. 17.11) построен на транзисторах VT1 и VT2 и тран­сформаторе Tpl. Для запуска генератора служит цепочка Rl, VD1 При включении питания минусовое напряжение проходит через диод VD2 и через резистор R1 поступает на базы транзисторов VT1 и VT2. Оба транзистора в проводящем состоянии. В схеме возника­ют прямоугольные колебания. Сигналы с обмотки W3 подаются на составной каскад усилителя мощности, выполненный на транзисто­рах VT3 — VT6. Транзисторы VT3, VT4 и VT5, VT6 параллельно ра­ботают на общую нагрузку. Обмотка трансформатора Tpl имеет сечение 2 см2, а обмотка трансформатора Тр2 — 12 см2.



                                          Рис. 17.11

 

Мостовая схема преобразователя. В мостовой схеме преобразо­вателя (рис. 17.12) одновременно открываются два транзистора-VT1, VT4 или VT2, VT3. На обмотке W1 формируется напряжение прямоугольной формы с амплитудой 50 В. Для запуска схемы слу­жит цепочка R4.VD1. При включении питания транзисторы VT2 и VT4 открываются и находятся в линейном режиме. Обмотка W1 для пермаллоевого сердечника имеет 150 витков, а базовые обмот­ки W2 по 10 витков.

Мостовой двухкаскадный преобразователь. Преобразователь (рис. 17.13) состоит из задающего генератора и двухтактного уси­лителя мощности. Генератор собран на трансформаторе Тр2 и транзисторов VT5 и VT6. Выходной сигнал прямоугольной формы подается в базы транзисторов, которые открываются в определен­ной последовательности. Одновременно в открытом состоянии на­ходятся транзисторы VT1 и VT4 или VT2 и VT3. На первичную об­мотку трансформатора Tpl прикладывается все напряже­ние питания.


На вторичной об­ мотке этого трансформатора существует сигнал прямо­угольной формы с амплитудой 80 В при W1 = W2.



                                          Рис. 17.12

Высоковольтный преоб­разователь. Преобразователь (рис. 17.14) построен по прин­ципу преобразования постоян­ного напряжения с независи­мым задающим генератором и усилителем мощности, собран­ным по мостовой схеме. Для обеспечения стабильности вы­ходного напряжения задающий генератор должен иметь срав­нительно высокую и стабильную когда транзистор VT3 закрыт, отрицательный потенциал проходит через транзистор VT3 и открывает транзистор VT4. В эмиттере транзистора VT4 появляется сигнал, равный напряжению источника питания. В результате конденсатор С4 заряжается через диод VD2 до напряжения Е. В следующий момент, когда в коллекторе тран­зистора VT2 будет нулевой потенциал, откроется транзистор VT5. Через этот транзистор и через диод VD1 конденсатор СЗ зарядится до напряжения Е. К концу второго сигнала мультивибратора кон­денсаторы СЗ и С4 будут заряжены до напряжения Е. На выходе будет напряжение 2Е. Следует заметить, что, если точку соединения конденсаторов СЗ и С4 принять за общую для последующей схемы, то в результате получим два источника питания разной полярности.



                          Рис. 17.13                                                                            Рис. 17.14



                                          Рис. 17.15

 

Делитель напряжения. Устройство (рис. 17.16) позволяет преоб­разовать источник напряжения Е в два источника разной полярно­сти. Напряжения источников питания могут выбираться в любой пропорции относительно Е. В сумме они должны давать напряже­ние Е. С помощью делителя R1 и R2 получается напряжение Е/2. Это напряжение подается на базу транзистора VT1, который явля­ется левым плечом схемы дифференциального усилителя. Второй вход усилителя соединен с общей (средней) точкой выходных ис­точников питания.


Несимметричные токи источников питания U1 и U2 стремятся сместить общую точку. В результате в коллекторе транзистора VT1 возникает напряжение разбаланса. Это напряже­ние усиливается транзистором VT3 и через эмиттерный повторитель VT4 подается на базы мощных транзисторов VT5 и VT6, которые выравнивают потенциал общей точки. Транзисторы не могут на­ходиться одновременно в открытом состоянии. Ток разбаланса про­текает через один транзистор.



                                          Рис. 17.16



       Рис. 17.17                                            Рис. 17.18

Делитель напряжения на составных транзисторах. Источник пи­тания 24 В с помощью ОУ (рис. 17.17) преобразуется в два источ­ника по 12 В. Выходные напряжения имеют противоположную по­лярность. Выходные напряжения могут подключаться к разным на­грузкам. Балансировка схемы осуществляется за счет ООС ОУ. Раз­ные выходные токи балансируются транзисторами. Конденсатор С1 позволяет значительно уменьшить уровень шумов на выходе и предотвращает возможность возникновения генерации.

Делитель напряжения на ОУ. Делитель напряжения (рис. 17.18) собран на транзисторе. В качестве балансирующего элемента ис­пользуется ОУ. Этот усилитель удобно использовать, когда напря­жение питания Е не превышает допустимого напряжения интег­ральной микросхемы: для К140УД1Б напряжение Е должно быть не более 25 В. С помощью высокоомного потенциометра R1 — = 100 кОм устанавливается необходимое отношение выходных на­пряжений U1 и U2. Сопротивление резистора R2 выбирается, исходя из нагрузочного сопротивления Rн2. Сопротивление этого резистора можно рассчитать по формуле R2 = 0,8Rн2(U1/U2). Сопротивление резистора R3 определяется по формуле



где h21Э — коэффициент передачи тока транзистора VT. Максимально допустимая мощность потребления нагрузками RH1 и RH2 будет оп­ределяться допустимой мощностью, рассеиваемой транзистором: P=UlU2(Rн1 + R2)/Rн1R2.



                                          Рис. 17.19                                                        Рис. 17.20



Двухполупериодный преобразо­ватель. Преобразователь (рис. 17.19) построен на симмет­ричном мультивибраторе, пере­менный сигнал которого детекти­ руется двухполупериодной схемой. Для увеличения мощности вы­ходного сигнала в каждое пле­чо мультивибратора включен со­ставной эмиттерный повторитель, который обеспечивает необходи­мый ток нагрузки.

Диодный умножитель напря­жения. Преобразователь (рис. 17.20) состоит из генера­тора, собранного на транзисторах, и диодно-конденсаторного умножителя напряжения. Частота генератора определяется Конденсатором С1 и резисторами R1 и R2. Выходной сигнал генератора проходит умножающую цепочку и заряжает конденса­тор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток 10 мА Для увели­чения тока нагрузки необходимо поставить эмиттерный повтори­тель после генератора и увеличить емкости конденсаторов С2 — С4

Двухполупериодный диодный преобразователь. Преобразователь напряжения (рис. 17.21) состоит из мультивибратора (транзисторы VT3 и VT4), двух составных эмиттерных повторителей (транзисто-ры VT1 и VT2, VT5 и VT6) и выпрямительного моста (диоды VD1 — VD4). При работе мультивибратора сигналы прямоугольной формы с амплитудой 5 В через конденсаторы С1 и С2 поступают на выпрямитель. Поскольку импульсы положительной полярности попеременно приходят на выпрямительный мост то с левого то с правого плеча мультивибратора, на выходе диодов VD1 и VD3 будет положительное напряжение, равное 5 В. Относительно общей шины получается напряжение 10 В. Максимальный ток, отдаваемый преобразователем, будет определяться типом транзисторов эмиттер-ных повторителей.

Параллельно-последовательный умножитель. В основу схемы умножения (рис, 17.22) положен принцип параллельного заряда нескольких конденсаторов и последовательного разряда их на суммирующий конденсатор. Данное устройство осуществляет умно­жение на три.



                          Рис. 17.21



                          Рис 17.22

Задающий мультивибратор, собранный на транзисторах VT1 и VT2, формирует сигнал прямоугольной формы.


Для уменьшения выходного сопротивления генератора стоит составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT3 и VT4. Когда в коллекторе тран­зистора VT2 напряжение равно — 30 В, конденсатор заряжается через диод VD1. За это время заряжаются конденсаторы С4 и С5 через соответствующие диоды. При открывании транзистора VT2 на его коллекторе появляется нулевое напряжение. Напряжения на конденсаторах СЗ и С4 откроют транзисторы VT5 и VT6. В ре­зультате конденсаторы СЗ — С5 будут включены последовательно. Суммарное напряжение через диод VD4 будет приложено к конден­сатору Сб. Конденсатор С6 зарядится до утроенного напряжения источника питания. Поскольку вторая обкладка этого конденсато­ра подключена к питающему напряжению, то суммарное выходное напряжение будет больше 100 В На выходе умножителя можно получить любое другое напряжение, применяя различное число каскадов. Частота работы мультивибратора выбирается с учетом постоянной времени заряда конденсаторов С4 и С5 через резисто­ры R6 и R8

Трансформаторный параллельно-последовательный умножи­тель. Преобразователь напряжения (рис. 17.23) собран по схеме умножителя, который управляется внешним сигналом прямоугольной формы. Амплитуда переменного напряжения в базах транзи­сторов равна 3 В. Когда транзисторы VT1 — VT3 закрыты транзи­стор VT4 открыт. Конденсаторы С1 — СЗ одновременно заряжаются через диоды VD1 — VD6. При изменении состояния транзисторов конденсаторы С1 — СЗ будут включены последовательно. Диод VD7 откроется. На выходе возникнет импульс с амплитудой 200 В. До этого напряжения заряжается и выходной конденсатор. Частота следования управляющих сигналов равна 1 кГц.



                          Рис. 17.23

 

 

5. УМНОЖИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователи с накопительными конденсаторами. Удвоители напряжения используют свойство накапливать и в те­чение некоторого времени сохранять электрический заряд Выходное напряжение схем (рис. 17.24, а, б) близко к удвоенному амплитуд­ному значению входного напряжения.


На рис. 17.24, в схема имеет выходное напряжение, равное удвоенному действующему значению входного. Емкости конденсаторов в удвоителях выбирают одинако­выми. Во всех удвоителях при действии положительной полуволны входного сигнала через соответствующий диод заряжается один конденсатор, а при действии отрицательной полуволны через другой диод — второй конденсатор. Эти заряды определяют напряжение Для высоковольтных умножителей применяют диоды: 2Ц101 А (1 кВ), 2Ц106А (4 кВ), 2Ц106Б (6 кВ), 2Ц106В (8 кВ): 2Ц106Г (10 кВ).



                                          Рис. 17. 24 (а — и)

 

По аналоговой структуре, что и удвоители, построены схе­мы для умножения в большее число раз. На рис. 17.24 г — е приведены схемы умножителей на 3, на рис. 17.24, ж — м — умножителей на 4, на рис. 17.24, н, n — умножителей на 6 и на рис. 1724 р — т — умножителей на 8.

Умножитель напряжения — интегральная микросхема К299ЕВ Микросхема (рис. 17.25) работает при входном напряжении до 1200 В. Максимальное выходное напряжение может достигать зна­чения 2 кВ, выходной ток — не более 0,2 мА. Для такого выходно­го тока напряжение пульсации составляет не более 100 В Интег­ральная микросхема работает на нагрузку 10 МОм. Максимальная частота входного напряжения 20 кГц.

 



                                          Рис 17.24 (к — т)



                               Рис. 17.25

Двухполупериодная схема умножения. Умножитель напряже­ния (рис. 17.26) состоит из двух симметричных схем. В одну схему входят элементы С1, С2, VD1, VD2, а во вторую — СЗ С4 VD3 VD4. Конденсатор С2 является общим. Он заряжается пульсирую­щим напряжением с удвоенной частотой.



                   Рис. 17.26

УПРАВЛЯЕМЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Управляемые генераторы осуществляют преобразование од­ного вида сигнала в другой. Существуют различные способы пре­образования: постоянное напряжение преобразуют в сигналы им­пульсного вида, входные импульсные сигналы укорачивают или удлиняют, осуществляют задержку сигнала и деление частоты сле­дования импульсов.

Генераторы находят широкое применение в различных систе­мах обработки информации. Они составляют основу всех импульс­ных устройств. Преобразователи «напряжение — частота» применя­ют в измерительных системах автоматического контроля В настоя­щее время разработаны преобразователи с нелинейностью характе­ристики порядка 0,002%, при этом погрешность преобразования со­ставляет 0,03%. Существует большое количество различных типов и видов схем преобразователей. Наиболее перспективными с точки зрения точности преобразования, являются линейные системы с им­пульсной ОС.

Наиболее экономичными генераторами являются схемы на тоан-зисторах разных типов проводимости. В таких генераторах оба транзистора закрыты а с приходом входного сигнала они одновре­менно открываются. Через транзисторы протекает ток только в мо­мент формирования выходного сигнала. В открытом состоянии тран­зисторы способны проводить большие токи. Длительность импульса выходного сигнала в генераторах определяется постоянной времени ЯС-цепи. Уменьшение длительности импульса осуществляется дисЬ-ференцирующей цепочкой, а удлинение - интегрирующей При Фор­мировании импульсного сигнала строго определенной длительности в генераторах применяется заряд (разряд) конденсатора постоян-ным током.

С появлением интегральных микросхем габариты генераторов значительно уменьшились. Лишь выходные устройства, обеспечива­ющие значительный ток нагрузки, выполняются на дискретных ком-понентах. Справочную информацию о включении ОУ в схему мож­но найти в гл. 1.

1. ДВУХКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

Релаксатор с нулевой мощностью покоя. В ждущем ре­жиме оба транзистора (рис. 12.1, а) закрыты.
Входной импульс по­ ложительной полярности открывает транзистор VT1 Коллекторный ток этого транзистора открывает транзистор VT2. Положительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT2 будет поддер­живать транзистор VT1 в открытом состоянии до тех пор пока кон­денсатор разряжается через резистор R1. Входное сопротивление транзистора УП можно считать значительно большим сопротив­ления резистора R1. Положительное напряжение в базе транзистора VT1 будет постепенно уменьшаться. Наступит момент, когда тран­зистор VT2 выйдет из насыщения. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT2 пройдет в базу транзистора VT1 и еще больше его закроет. Наступает процесс разряда конден­сатора. В этом состоянии релаксатор будет ожидать очередного входного импульса.

                                          Рис. 12.1

Длительность импульса определяется постоянной времени RiC. Применение переменного резистора R1 позволяет регулировать длительность выходного импульса (рис. 12.1,6).

Релаксатор на дифференциальном усилителе. Одновибратор (рис. 12.2) имеет относительно малое время возврата в исходное состояние. При отсутствии входного сигнала транзистор VT2 за­крыт, а диод находится в проводящем состоянии. Входной сигнал отрицательной полярности открывает транзистор VT1. Положитель­ный перепад напряжения в коллекторе пройдет на базу транзистора VT2 и закроет его. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока зарядится конденсатор. Постоянная времени равна RsCi. Порог открывания транзистора VT2 регулируется резистором R6. По окончании импульса конденсатор разрядится через открытый диод и резистор R2. Схема возвращается в исходное состояние.

Релаксатор на составном каскаде. В исходном состоянии оба транзистора (рис. 12.3, а) закрыты. Входной импульс положитель­ной полярности проходит через диод и открывает транзистор VT2. Происходит разряд конденсатора через диод VD1 и резистор R3. При этом транзистор VT1 также находится в открытом состоянии.


После прекращения действия входного сигнала транзисторы будут в открытом состоянии, поскольку начинается процесс заряда кон­денсатора через резистор R1 и транзистор VII. Этот транзистор поддерживает в открытом состоянии и второй транзистор. Транзи­сторы будут в открытом состоянии до тех пор, пока конденсатор зарядится до напряжения питания. После этого оба транзистора закроются. На рис. 12.3,6 приведена зависимость длительности вы­ходного импульса от емкости конденсатора С1.



                          Рис. 12.2



                          Рис. 12.3

Последовательная схема включения транзисторов. Входной сиг­нал (рис. 12.4, а) открывает транзистор VT1. Одновременно откры­вается транзистор VT2. Положительная обратная связь через Rl, C1 ускоряет открывание обоих транзисторов. На базе транзистора VT1 возникает положительный перепад напряжения. По мере заряда конденсатора С1 положительное напряжение на базе транзистора VT1 уменьшается. Наступает момент, когда транзистор VT2 выхо­дит из насыщения. Отрицательный перепад напряжения в коллек­торе VT2 через конденсатор С1 передается на базу транзистора VT1. Это приводит к быстрому закрыванию обоих транзисторов. На рис. 12.4, а приведены эпюры напряжений в точках схемы и зави­симость длительности выходного импульса от емкости конденсато­ра С1.

Составной каскад с динамической связью. В исходном состоянии оба транзистора (рис. 12.5, а) открыты. Входной сигнал закрывает транзистор VT2. Положительный перепад напряжения на коллекто­ре этого транзистора закроет второй транзистор. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока конденсатор С1 зарядится через резистор R4 до напряжения 3 В, необходимого для откры­вания транзистора VT1. За открыванием транзистора VT1 следует открывание и транзистора VT2. При больших сопротивлениях ре­зистора R4 (>200 кОм), когда транзистор VT1 переходит в линей­ный режим, в схеме могут возникнуть автоколебания. Работа схемы проиллюстрирована на рис. 12.5,6.





                                          Рис. 12.4



                                          Рис. 12.5

Релаксатор с малым временем восстановления. Мультивибратор на транзисторах с разными типами проводимости (рис. 12.6, а) име­ет малое время восстановления. В исходном состоянии оба транзи­ стора открыты. Входной импульс положительной полярности закры­вает транзистор VT1. Отрицательный перепад напряжения на кол­лекторе этого транзистора закроет диод, а следовательно, и тран­зистор VT2. Транзистор VT1 будет поддерживаться в закрытом состоянии через резистор R4. Начинается процесс разряда конден­сатора через резисторы R2 и R3. Через некоторое время напряже­ние на конденсаторе будет близко к нулю. После этого последует открывание транзистора VT2, затем и транзистора VT1. С этого момента конденсатор заряжается через открытый транзистор VT1 и базовую цепь транзистора VT2. Длительность импульса на вы­ходе мультивибратора равна 0,5 мс. На рис. 12.6,6 проиллюстри­рована работа релаксатора.

Расширители импульсов. Устройство (рис. 12.7, а) предназна­чено для расширения импульсов отрицательной полярности длительностью порядка микросекунд на время порядка единиц милли­секунд. В исходном состоянии транзистор открыт. Коллекторный ток транзистора выбирается таким, чтобы падение напряжения на ре­зисторах R3 и R4 равнялось напряжению питания. Транзистор находится на границе линейного и насыщенного режимов. Входной импульс отрицательной полярности проходит через диод. С прихо­дом входного сигнала транзистор закрывается. Конденсатор заря­жается от входного сигнала. После прекращения действия входного сигнала транзистор будет находиться в закрытом состоянии за счет напряжения на конденсаторе. Начинается процесс разряда конден­сатора через резистор R4. Схема рис. 12.7, б близка по принципу действия к описанной. Отличие заключается в использовании состав­ного транзистора на основе полевого и биполярного транзисторов. Время, в течение которого транзистор закрыт, определяется выраже­нием т=R4C lnUBx/UБ (рис. 12.7, а) и т=R4С 1nUвх/U0 (рис. 12.7,6), где UБ — напряжение в базе транзистора; U0 — напряжение отсеч­ки полевого транзистора; Uвх — амплитуда входного сигнала.





                                          Рис. 12.6



                                          Рис. 12.7

Схема задержки фронта импульса. Входной сигнал положитель­ной полярности с амплитудой 10 В подается на мостовую времяза-дающую цепочку (рис. 12.8). На базе транзистора VT1 напряжение падает, а на эмиттере возрастает, В тот момент, когда эти напря­жения сравняются, открывается транзистор VT1. За этим последует открывание транзистора VT2. Передний фронт выходного сигнала будет задержан относительно переднего фронта входного сигнала. Время задержки определяется параметрами R1C1 и R2C2. Эту задержку можно приблизительно определить по формуле tзад=R1C1(U1/U2)=0,5.105.104 = 5c.



                                          Рис. 12.8



                                          Рис. 12.9

Управляемый мультивибратор-преобразователь «напряжение — частота». Преобразователь напряжения в частоту построен по схеме релаксационного генератора с индуктивностью в коллекторе (рис. 12.9, а). Частота генератора определяется формулой f=UBX/4WBS10-8, где В — индукция насыщения сердечника транс­форматора; 5 — сечение сердечника трансформатора (см2); W — число витков обмотки.

Линейность характеристики преобразования наблюдается в диа­пазоне входных напряжений от 0,5 д© 5 В, при этом частота гене­ратора меняется от 50 до 250 кГц. Крутизна преобразования равна 50 кГц/В. Амплитуда выходного сигнала пропорциональна уровню входного сигнала. При изменении температуры частота генератора меняется. Если сердечник изготовлен из пермаллоевых сплавов 50НП, 34НК.МП и 65НП, то частота меняется на 8% при изменении температуры от — 50 до +50° С. Для сплавов 79НМ, 80НКС в том же диапазоне температур частота уходит на 10%. На рис. 12.9,6 дана зависимость частоты выходного сигнала от входного напря­жения.



                                          Рис. 12.10



                   Рис. 12.11

Двухвходовый управляемый мультивибратор. Мультивибратор (рис. 12.10, а) может работать при низких питающих напряжениях.


Уже начиная с 0, 6 В, на обоих выходах возникают колебания. За­висимость периода импульсного сигнала от напряжений на входах показана на рис. 12.10, б. Длительность импульса составляет около 1 мс. При U8x1 = 0,6 В колебания срываются, если на Вход 2 будет подано напряжение более 2,5 В. Мостовой формирователь им­пульсов. Формирователь (рис. 12.11) построен на двух транзи­сторах разной проводимости. По­ложительная обратная связь осу­ществляется через мост R4, R6, Cl, C2. В исходном состоянии транзисторы закрыты, а конден­саторы моста разряжены. С при­ходом входного импульса поло­жительной полярности транзистор VTI открывается. Отрицательный потенциал в коллекторе транзи­стора VT1 откроет транзистор VT2. Коллекторный ток транзистора VT2 будет способствовать еще большему открыванию транзи­стора VT1. Лавинообразный процесс переведет оба транзистора в насыщение. Схема примет временное устойчивое состояние. Это состояние будет продолжаться до тех пор, пока протекает зарядный ток конденсатора С1. Как только напряжение на кон­денсаторах С1 и С2 будет близко к 6 В (половине напряже­ния питания), откроется диод VD2 и зарядный ток резко умень­шится. В результате транзистор VT2 начнет выходить из насыщения. Уменьшение коллекторного тока транзистора VT2 закроет транзи­стор VII. С этого момента начнется процесс возвращения схемы в исходное состояние. Конденсаторы С1 и С2 разряжаются через диоды VD2, VD3 и резистор R7. Время восстановления лежит в пределах 0,5 — 5% относительно длительности импульса. Длитель­ность импульса определяется выражением Г = т1п2. где т=R4С1 = R6С2.

2. ТРЕХКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

Расширитель импульсов с генератором тока. Устройство (рис. 12.12, а) состоит из накопительного конденсатора С1, который заряжается от генератора постоянного тока, собранного на тран­зисторе VT1, транзистора VT3, предназначенного для сброса кон­денсатора, и выходного транзистора VT2.



                                          Рис. 12.12





                                          Рис. 12.13

С приходом входного сигнала положительной полярности амп­литудой более 2 В и длительностью 10 мкс конденсатор С1 разря­жается через транзистор VT3. После этого начинается процесс за­ряда конденсатора постоянным током. Напряжение на конденсато­ре меняется по линейному закону U=(I/C)t. Ток заряда опреде­ляется опорным напряжением стабилитрона VD1 и сопротивлением резистора R2. Во время заряда конденсатора транзистор VT2 от­крыт. Максимальная длительность выходного импульса определяет­ся выражением тmах= (Е — Uo)C/I, где E=10 В; Uo = 6B — опорное напряжение стабилитрона. На рис. 12.12,6 приведена зависимость длительности выходного импульса от сопротивления резистора R2.

Расширитель импульсов на интеграторе. В основу генератора (рис. 12.13, а) положен интегратор, собранный на транзисторе VT2 и цепочке R2, С1. Постоянная времени интегратора h21Э=R2C1, где hzi э — коэффициент передачи тока транзистора VT2. После прекращения действия входного импульса амплитудой более 2 В и длительностью 10 мкс конденсатор С1 начинает заряжаться через резистор R2. Напряжение на коллекторе транзистора VT2 плавно нарастает. Когда это напряжение достигнет опорного напряжения стабилитрона VD1, открывается транзистор VT3. Обратная связь через конденсатор С2 ускоряет открывание транзистора VT3.

При увеличении номиналов, элементов R2 и С1 можно получить задержку включения транзистора VT3 до нескольких минут. На рис. 12.13,6 приведен график зависимости длительности выходного импульса от R2.

Расширитель импульсов на зарядном конденсаторе. Конденса­тор С1 в схеме рис. 12.14, а разряжается через транзистор VT1 входным импульсом. После этого происходит процесс заряда кон­денсатора через резистор R2. Когда напряжение на конденсаторе достигнет 9 В, открывается транзистор VT2, а следом за ним от­крывается и транзистор VT3. Для разряда конденсатора С1 вход­ной сигнал должен иметь амплитуду более 2 В и длительностью 10 мкс.


Работа схемы проиллюстрирована на рис. 12.14,6.



                                          Рис. 12.14



                               Рис. 12.15

Расширитель импульсов с динамическим порогом. Входной сиг­нал (рис. 12.15) с помощью транзистора VT1 сбрасывает заряд конденсатора С1. Транзисторы VT2 — VT4 находятся в закрытом состоянии. Псспе действия входного сигнала конденсатор С1 начи­нает заряжаться через резистор R2. Когда напряжение на конденса­торе увеличится до 4 В, откроется стабилитрон VD1. Дальнейшее увеличение напряжения на конденсаторе приведет к открыванию транзистора VT2. Это произойдет, когда напряжение на базе будет 7 В. Порог открывания транзистора VT2 задается делителем R5, R6. С открыванием транзистора VT2 начнет проводить транзистор VT4. Коллекторный ток этого транзистора откроет транзистор VT3, который уменьшит порог открывания. Произойдет релаксационный процесс. В результате на выходе схемы будет положительный сиг­нал +20 В. В таком состоянии схема находится до прихода следу­ющего входного импульса амплитудой 5 В и длительностью 0,5 мс. Длительность выходного сигнала определяется постоянной времени R2Ct, она может достигать значений 5 с.

Управляемый мультивибратор. Генератор (рис. 12.16, а) управ­ляется внешним сигналом положительной полярности. Когда при­ходит управляющий сигнал, мультивибратор формирует сигнал пря­моугольной формы скважностью 2. Частота колебаний не зависит от питающего напряжения при Е = 3 В. Фаза импульсного сигнала привязана к фронту управляющего сигнала. Частоту выходного сигнала можно менять при изменении сопротивления резисторов R2 и R3 (рис. 12.16, б).



                          Рис. 12.16



                          Рис. 12.17

Релаксатор с регулируемой длительностью импульса. Генератор (рис. 12.17) имеет стабильную длительность выходного импульса. Эта стабильность достигается постоянством тока разряда конден­сатора. Ток разряда конденсатора протекает через транзистор VT2 и определяется резистором R2 и напряжением на базе транзистора VT2. Это напряжение регулируется с помощью резистора R4. Дли­тельность импульса определяется выражением т=UпС/I, где Ua — напряжение питания; I — коллекторный ток транзистора VT2. Ме­няя емкость конденсатора С, можно перекрыть широкий диапазон длительностей выходного сигнала.



Параллельно-последовательный преобразователь. Генератор (рис. 12.18) формирует на выходе импульс, амплитуда которого превышает напряжение питания. В этой схеме используется прин­цип параллельного соединения конденсаторов С2 — С4 при заряде через резисторы R2, R5 и R9 и последовательного соединения при разряде.

Запускающий импульс включает лавинный транзистор VT1, а затем за счет роста напряжения на коллекторах транзисторов VT2 и VT3 включаются и последующие транзисторы. Конденсаторы С2 — С4 включаются через транзисторы на резистор R10. На выходе появляется импульс с утроенной амплитудой. На резисторе R10 со­противлением 150 Ом амплитуда импульса равна 400 В, а на рези­сторе сопротивлением 75 Ом близка к 300 В. Время нарастания импульса 2 не. Предельная частот J запуска определяется допусти­мой рассеиваемой мощностью транзисторов и постоянной времени зарядной цепи. Длительность запускающих импульсов может ле­жать в пределах от 0,1 до 0,5 икс, амплитуда — от 5 до 20 В.



                          Рис. 12.18



                          Рис. 12.19

Закрытый релаксатор. Все транзисторы (рис. 12.19) находятся в закрытом состоянии. Конденсатор С заряжен до напряжения 12 В. Когда на вход приходит положительный импульс, транзистор VT2 входит в насыщение и на эмиттер транзистора VT1 передается импульс отрицательной полярности. Транзистор VT1 открывается, и начинается процесс разряда конденсатора через последовательно соединенные резисторы R2 и R3. Падение напряжения на резисторе R2 откроет транзистор VT3. Коллекторный ток этого транзистора удерживает в насыщении транзистор VT2. На выходе появляется положительный сигнал. Проводящее состояние транзистора VT2 удерживается коллекторным током транзистора VT3. Все транзи­сторы будут находиться в проводящем состоянии пока продолжает­ся разряд конденсатора. Процесс разряда конденсатора прекращает­ся, когда на эмиттере транзистора VT1 будет напряжение — 0,6 В. Тогда транзистор VT1 закрывается, что вызывает запирание тран­зисторов VT2 и VT3. Когда транзистор VT2 выходит из насыщения, конденсатор начинает заряжаться через резистор R4, что вызывает появление напряжения на диоде.


Это напряжение дополнительно закрывает транзистор VT1. В результате запираются все транзи­сторы.

Длительность импульса прямо пропорциональна емкости кон­денсатора. Указанные на схеме номиналы элементов дают дли­тельность импульса 1 с. Работа релаксатора проиллюстрирована эпюрами напряжений.



                               Рис. 12.20



                                          Рис. 12.21

Релаксатор с запускающим транзистором. Входной сигнал от­рицательной полярности (рис. 12.20, а) амплитудой 2 В и дли­тельностью 10 мкс закрывает транзистор VT3. Положительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT2 закрывает транзистор VT1. За этим последует закрывание транзистора VT2. Конденсатор С1 заряжается через резистор R4. Все время заряда конденсатора транзисторы VT1 и VT2 будут находиться в закры­том состоянии. По мере заряда конденсатора положительное напря­жение в затворе полевого транзистора уменьшается. Когда это на­пряжение сравняется с напряжением на делителе Rl, R2 минус пороговое напряжение полевого транзистора, оба транзистора от­кроются и будут находиться в устойчивом состоянии. На рис. 12.20,6 приведены эпюры напряжений схемы и график зависимости дли­тельности выходного импульса т от сопротивления резистора R4.

Расширитель импульсов с полевым транзистором. Генератор им­пульсов (рис. 12.21, а) построен на двух усилителях. Входной сиг­нал положительной полярности длительностью 10 мкс с амплитудой 3 В закрывает транзистор VT1. За время действия входного сигна­ла конденсатор С1 заряжается до напряжения питания через рези­стор R2 и диод VD2. С прекращением действия входного сигнала транзистор VT1 открывается. Положительный перепад напряжения на конденсаторе С1 закроет транзисторы VT2 и VT3. Конденсатор разряжается через резистор R3. Транзисторы VT2 и VT3 будут на­ходиться в закрытом состоянии до тех пор, пока напряжение в затворе не достигнет порога открывания полевого транзистора. Длительность отрицательного импульса на выходе схемы можно регулировать в широких пределах изменением постоянной времени RsCi. Работа устройства проиллюстрирована на рис. 12.21, б.



Релаксатор на полевом транзисторе. В исходном состоянии транзисторы VT2 и VT3 (рис. 12.22) открыты, а транзистор VT1 закрыт напряжением на диоде, которое возникает от протекающего через транзистор VT3 тока. Входной импульс отрицательной поляр­ности открывает транзистор VT1. Положительный перепад напряже­ния на коллекторе этого транзистора закрывает полевой транзистор VT2. В закрытом состоянии будет и транзистор VT3. Он закрыт напряжением на диоде, которое определяется током транзистора VT1. В таком состоянии схема будет находиться, пока заряжается конденсатор С1 через резистор R2. Когда напряжение на конденса­торе достигнет порога открывания полевого транзистора, потечет базовый ток транзистора VT3. Этот транзистор откроется, а тран­зистор VT1 закроется. Схема вернется в исходное состояние. На выходе формируется импульсный сигнал длительностью 10 с. Дли­тельность выходного сигнала можно регулировать в широких пре­делах при изменении номиналов элементов R2 и С1.



                          Рис. 12.22

3. МНОГОКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

Формирователь коротких импульсов. Устройство (рис. 12.23) предназначено для получения коротких импульсов на низкоомной нагрузке. Оно запускается сигналом любой формы и, в частности, гармоническим. В основу формирователя положен уси­литель с ПОС, снимаемой с нелинейной нагрузки. Можно построить две схемы: для получения положительной и отрицательной поляр­ности импульсов.

В начальном состоянии транзисторы VT1 — VT4 закрыты. Вход­ной сигнал положительной полярности открывает транзисторы VT1 и VT4. Эмиттерные токи этих транзисторов начинают заряжать кон­денсатор С2. Одновременно на базы транзисторов VT2 и VT4 по­ступает сигнал с коллектора VT1, вызывающий быстрый рост зарядного тока конденсатора С2. По мере заряда этого конденсато­ра напряжение на нем возрастает и в результате приводит к закры­ванию транзисторов VT1 и VT4. На резисторе R2 формируется короткий импульс. После окончания формирования импульса от­крываются транзисторы VT2 и VT3 и эмиттерными токами разря­жают конденсатор С2. Для уменьшения длительности выходного импульса ПОС снимается с диодов VD1 и VD2, которые представ­ляют значительное сопротивление лишь в первый момент включе­ния транзисторов.


Далее сопротивление диодов уменьшается и тем самым уменьшается и ПОС. Уменьшение связи ведет к закры­ванию транзисторов VT1 и VT4.

Формирователь работает от входных сигналов на частотах от 5 кГц до 25 МГц. Выходной им­пульс с амплитудой от 5 до 10 В имеет длительность 10нс, фронт — 5 не и срез — 3 не.

Мультивибратор с токозадаю-щим элементом. В основу преоб­разователя (рис. 12.24) положен обыкновенный мультивибратор, в котором вместо базовых резисто­ров включены транзисторы VT3 и VT4. Эти транзисторы работа­ют в режиме генераторов тока. Коллекторный ток транзисторов определяется напряжением на базе и резистором в эмиттере. Изме­няя напряжение на базе, можно менять ток разряда конденсаторов С1 и С2 и тем самым менять частоту мультивибраторов. Диапазон изменения входного напряжения лежит в пределах от — 5 до +5 В при сохранении линейной зависимости частоты следования импуль­сов от входного напряжения. Частота следования импульсов при нулевом входном напряжении и коэффициенте преобразования опре­деляется конденсаторами С1 и С2. Для С1 = С2 = С, f=35 С К., где С — в микрофарадах, а К — в мегагерцах на вольт.



                               Рис. 12.23                                                        Рис. 12.24

Управляемый мультивибратор с большим динамическим диапа­зоном. Для перекрытия большого динамического диапазона по ча­стоте в мультивибраторе (рис. 12.25) заряд конденсаторов ОС осу­ществляется через генератор тока. Зарядный ток определяется управляющим напряжением и резисторами R2 и R4. Минимально возможный зарядный ток определяется утечкой транзисторов VT2 и VT3, максимальный ток существует при управляющем напряже­нии, равном напряжению питания. Если при нулевом управляющем напряжении частота мультивибратора меньше 1 Гц, то при макси­мальном напряжении частота будет больше 10 кГц.

В некоторый момент времени транзистор VT1 откроется, а транзистор VT6 закроется. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT1 пройдет на базу транзистора VT3 и закроет его.


Начинается процесс заряда конденсатора С1 коллек­торным током транзистора VT2. Напряжение на базе транзистора VT3 будет линейно увеличиваться. В определенный момент, когда напряжение на конденсаторе С1 будет равно напряжению источни­ка питания, транзистор VT3 откроется. За этим последует откры­вание транзистора VT6. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе этого транзистора закроет транзистор VT4. Будет за­крыт и транзистор VT1. Схема перейдет в новое состояние. Начнет­ся новый полупериод работы мультивибратора.



                          Рис. 12.25



                          Рис. 12.26

Формирователь высоковольтных импульсов с ОС. Устройство (рис. 12.26) формирует на выходе высоковольтные импульсы от низковольтного источника. Выходной сигнал формируется на кон­денсаторах, которые включаются последовательно с открыванием управляющих транзисторов. Заряжаются конденсаторы параллель­ными цепями. Когда транзисторы VT1 — VT3 закрыты, то токи, про­текающие через диоды VD1 — VD3, открывают транзисторы VT4, VT6 и VT8. Конденсатор С1 заряжается до напряжения 100 В через диоды VD4 и VD7 и открытый транзистор VT4, конденсатор С2 — через VD5, VD6 и VD8, а СЗ — через VD6, VT8 и VD9.

С приходом на базу транзистора VT1 импульса положительной полярности в коллекторе этого транзистора появляется нулевой по­тенциал. Диод VD1 и транзистор VT4 закрываются. Напряжение на конденсаторе С1 будет приложено минусом к эмиттеру транзи­стора VT5. Этот транзистор откроется. Параллельно диоду VD4 будет включен конденсатор С1.

Поскольку транзистор VT5 открыт, то питающее напряжение 100 В подается через резистор R8 на диод VD2. Диод закрывается. Вслед за этим начинается процесс подключения напряжения конден­сатора С2 к выходу. В результате конденсаторы С1 — СЗ будут включены последовательно. На выходе появится импульсный сигнал с амплитудой 300 В.



                          Рис. 12.27

В этом режиме работы достаточно подать управляющее напря­жение на базу транзистора VT1; при этом все каскады срабатывают одновременно.


В схеме возможен и другой режим работы, когда управляющие сигналы поочередно подаются в базы транзисторов VT1 — VT3. В этом случае с каждым управляющим сигналом выход­ное напряжение увеличивается на 100 В. Время нарастания выход­ного импульса меньше 1 мс.

Формирователь наносекундных импульсов. Основным узлом генератора (рис. 12.27) являются последовательно включенные транзисторы VT1 — VT3, которые работают в режиме лавинного про­боя. В исходном состоянии эти транзисторы закрыты и конденсатор заряжен до напряжения 450 В. От задающего мультивибратора, собранного на транзисторах VT4 и VT5, импульсы положительной полярности поступают на базу транзистора VT3. Открывание тран­зистора VT3 вызывает пробой транзисторов VT1 и VT2. Конденса­тор С1 разряжается через резистор R6. Если к этому резистору не подключена линия задержки, то на выходе формируется импульс колоколообразной формы с длительностью 20 не и амплитудой 150 В При подключении линии задержки формируется двухпчэляр-ный импульс отрицательная полуволна которого образована отра­жением сигнала в кабеле. Выходной сигнал по форме близок к од­ному периоду синусоиды.



                                          Рис. 12.28

Линия задержки. Линия (рис. 12.28) состоит из трех одинако­вых каскадов. Входной сигнал через эмиттерный повторитель VT1 подается на первый каскад. Транзистор VT2 закрыт. Напряжение на коллекторе транзистора VT5 медленно возрастает. Когда это на­пряжение достигнет 5 В, транзистор VT6 открывается. Порог от­крывания транзистора устанавливается делителем R3, R4. Происхо­дит открывание транзистора VT2. Положительное напряжение на коллекторе этого транзистора откроет транзистор VT7. Коллектор­ный ток транзистора VT7 уменьшает пороговый уровень. Происхо­дит лавинообразный процесс. Все три транзистора находятся в проводящем состоянии. С возникновением напряжения в т. 3 начи­нает работать второй каскад. Время задержки включения каскада определяется постоянной времени т = Л25Э Я2С(, где Й2|Э — коэф­фициент передачи тока транзистора VT5.



4. РЕЛАКСАТОРЫ НА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ

Формирователь двухполярных импульсов. Формирователь ( рис 1229) построен на двух элементах 2И — НЕ интегральной микросхемы К133ЛАЗ. Входной сигнал положительной полярности переключает первый элемент. На выходе появляется сигнал отри­цательной полярности. Этот сигнал дифференцируется на цепочке R4, С. Положительный импульс от заднего фронта входного сигна­ла переключает второй элемент интегральной микросхемы. На выхо­де этого элемента появляется импульс отрицательной полярности. Длительность импульса равна длительности входного сигнала 5 мкс. При подключении входа к выходу через резисторы R2 и R3 можно получить двухполярный импульсный сигнал (см. эпюры на рис. 12.29).

Ограничитель длительности импульса. Формирователь коротких импульсов (рис. 12.30) построен на трех логических элементах 2И — -НЕ. Входной сигнал инвертируется на элементе DDL С выхо-ца микросхемы сигнал положительной полярности поступает на RС-фильтр. На выходе фильтра сигнал линейно возрастает. При напряжении на конденсаторе 1,2 В элемент DD2 переключается. Выходной сигнал поступает на вход элемента DD3. На входах элемента действуют два сигнала. При действии первого сигнала, который пришел с интегральной микросхемы DD1, она переклю­чается и на выходе устанавливается низкий логический уровень. С приходом второго сигнала микросхема DD3 возвращается в ис­ходное состояние: на выходе присутствует напряжение приблизи­тельно 4 В. Задержка срабатывания элемента DD2 будет опреде­ляться длительностью выходного сигнала. В зависимости от емкости конденсатора длительность импульса меняется.



                                          Рис. 12.29



                                          Рис. 12.30

Расширитель импульсов на элементах 2И — НЕ. Преобразова­тель длительности импульса (рис. 12.31, а) состоит из двух элемен­тов интегральной микросхемы К155ЛАЗ. Входной сигнал переклю­чает состояние первого элемента DDL Положительный перепад на­пряжения на выходе этого элемента проходит через конденсатор и переключает элемент DD2. Выходной сигнал элемента DD2 удер­живает элемент DD1 в переключенном состоянии.


Это состояние не изменится и после прекращения действия входного сигнала. Ин­тегральные микросхемы будут находиться в этом состоянии до тех пор, пока происходит процесс заряда конденсатора через рези­стор R. По достижении на резисторе напряжения приблизительно 1,2 В элемент DD2 вернется в исходное состояние. За ним после­дует переключение элемента DDL Зависимость длительности выход­ного сигнала от емкости конденсатора является линейной до емко­стей 3 — 4 мкФ (рис. 12.31,6).



                                          Рис. 12.31

Расширитель импульсов. Схема расширителя импульсов (рис. 12.32, а) состоит из двух элементов 2И — НЕ интегральной мик­росхемы К133ЛАЗ, которые выполняют роль формирователей сиг­налов. За время действия выходного сигнала первого элемента конденсатор заряжается через диод. С прекращением действия входно­го сигнала конденсатор начинает разряжаться через резистор R2. Положительный импульс в эмиттере транзистора закроет второй элемент микросхемы. Связь между контактами 2 и 6 уменьшает длительность переднего фронта выходного сигнала. Длительность выходного сигнала зависит от постоянной времени т=R2С (рис. 12.32, б).



                                          Рис. 12.32

5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ОУ И КОМПАРАТОРАХ

Интегратор со сбросом. Схема управляемого генератора (рис. 12.33, а) состоит из интегратора, построенного на ОУ DA1 и порогового устройства — ОУ DA2. Входной сигнал интегратора вы­зывает линейное изменение напряжения на выходе ОУ DAL Через резистор R2 меняющееся напряжение передается на вход ОУ DA2. Когда на неинвертирующем входе этого ОУ напряжение будет равно нулю, ОУ DA2 переключится. На его выходе появится отрицатель­ное напряжение. Это напряжение проходит через диод и переклю­чает ОУ DAL Интегрирующий конденсатор разряжается. На выходе ОУ DA1 появляется положительное напряжение, которое переклю­чает ОУ DA2. Начинается новый цикл работы. В диапазоне вход­ного сигнала от 0 до 2,2 В наблюдается линейный закон изменения частоты выходного импульсного сигнала.


Частота выходного сигна­ла меняется от 0 до 5 кГц (рис. 12.33, б).



                                          Рис. 12.33

Мостовой формирователь двухполярных импульсов. На вход схемы (рис. 12.34) подается гармонический сигнал с амплитудой 100 мВ. В цепь ООС ОУ включен диодный мост, через который протекает ток, определяемый резисторами R2 и R3. Когда диоды находятся в проводящем состоянии, коэффициент усиления ОУ ра­вен единице. Начиная с определенной амплитуды входного сигнала, диоды переходят в проводящее состояние. В результате резко уве­личивается коэффициент усиления усилителя. Происходит ограни­чение входного сигнала. С помощью резистора R2 можно регули­ровать длительность ti, а резистором R3 — длительность т2.

Формирователь импульсов на компараторе К521СА2. Формиро­ватель, построенный на компараторе К521СА2 (рис. 12.35), позво­ляет получить сдвинутые сигналы различной полярности.

На рис. 12.35,0 изображена схема, которая позволяет осуще­ствить задержку входного сигнала. В исходном состоянии на ин­вертирующий вход компаратора подано смещение 0,6 В, которое определяется делителем Rl, R2, R4. На выходе компаратора нуле­вой потенциал. С приходом входного сигнала 4 В положительной полярности начинается процесс заряда конденсатора. Напряжение на неинвертирующем входе компаратора медленно нарастает. Как только оно сравняется с напряжением на инвертирующем входе — 1,6 В, компаратор переключится. На выходе установится положи­тельное напряжение. После прекращения действия входного сигна­ла конденсатор быстро разряжается через диод. Компаратор воз­вращается в исходное состояние.

На схеме, изображенной на рис. 12.35, б, компаратор в исход­ном состоянии имеет на выходе положительное напряжение. Вход­ной сигнал отрицательной полярности заряжает конденсатор. В оп­ределенный момент компаратор переключается и на выходе появ­ляется нулевой потенциал. По окончании действия входного сигна­ла компаратор возвращается в исходное состояние.



На рис. 12.35, в изображена схема, где от входного сигнала по­ложительной полярности формируется на выходе компаратора им­пульсный сигнал отрицательной полярности. Схема на рис. 12.35, г позволяет получить задержанный сигнал положительной полярно­сти от входного сигнала отрицательной полярности. Во всех схемах время задержки выходного сигнала определяется выражением

t3 = R3C ln(R1+R4)/R1.



                                          Рис. 12.34



                                          Рис. 12.35

На рис. 12.35, д, е схемы увеличивают длительность выходного сигнала. Это достигается тем, что за время действия входного сигнала конденсатор заряжается до амплитудного значения этого сигнала. После окончания входного сигнала начинается процесс раз­ряда конденсатора через резистор R2. Длительность выходного сиг­нала определяется выражением tи = R2C lnU/Eo, где U — амплитуда входного сигнала; £о = 0,6, В — напряжение на инвертирующем входе компаратора.

6. СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ

Двоичный счетчик. Счетчик на рис. 12.26, а построен a JK-триггерах. Запуск и сброс триггеров осуществляется отрицатель­ным перепадом сигналов. На рис. 12.36,6 показан счетчик на D-триггерах. Запуск триггеров осуществляется положительным перепадом напряжения. Сброс счетчика происходит при отрицатель­ном перепаде напряжения.

При построении многоразрядных счетчиков необходимо обра­щать внимание на время задержки выходного сигнала последнего триггера. Это время определяется временем срабатывания одного триггера, и приблизительно равно 100 не.



                                          Рис. 12.36

Синхронный счетчик. Счетчик (рис. 12.37, а) построен на триг­герах типа JK. Входные импульсы подаются одновременно на все входы триггеров. Прохождение входных импульсов через триггер управляется сигналами от предыдущих триггеров. Существующее количество управляющих сигналов в интегральной микросхеме К155ТК1 позволяет создать четырехразрядный счетчик. Для увели­чения числа разрядов в счетчике необходимо применить дополни­тельные микросхемы, как показано на рис. 12.37,6, в. В этих счет­чиках триггеры срабатывают от положительного перепада входно­го сигнала.


В синхронных счетчиках не происходит накопления за­держки выходных сигналов от разряда к разряду.



                                          Рис. 12.37

Управляемый счетчик импульсов. Делитель частоты (рис. 12.38, а) построен на трех микросхемах DD1 — DD3. Тактовые импульсы по­даются на Вход 1 (контакт 5). Коэффициент деления счетчика мо­жет быть произвольным. В счетчике устанавливается произвольный код, с которого начинается счет. Внешний код записывается в счет­чик при подаче импульса на вход Уст. «О». Этот импульс проходит через микросхемы DD4.1 и DD4.2 и поступает на входы С микро­схем DD1 — DD3. С приходом этого импульса в микросхемах DD1 — DD3 записывается код, который в этот момент существует на входах VI, V2, V4, V8. С данного кода начинается счет импуль­сов. После того как счетчик достигнет состояния переполнения, на выходе «>9» микросхемы DD3 произойдет спад отрицательного импульса, который проходит через микросхемы DD4 и DD5. Корот­кий импульс отрицательной полярности с выхода микросхемы DD4.I поступает на входы С микросхем DD1 — DD3. В счетчик вдовь за­пишется внешний код.

Если тактовые импульсы подавать на Вход 2, счет будет осу­ществляться в обратном порядке. Входные импульсы будут умень­шать код, записанный в счетчике. Когда в счетчике будет число О, на выходе «<0» микросхемы DD3 возникнет отрицательный пере­пад, который пройдет через микросхемы DD4, DD5 и запишет в счетчик код, установленный на входах VI, V2, V4, V8. С установ­кой кода в счетчике формируется спад выходного импульса.

Установка внешнего кода осуществляется с переключателя или выходными сигналами логических схем. При постоянном коэффи­циенте деления входы внешнего кода можно подключить к «0» или +5 В через резистор 1 кОм. Неподключенные выходы микросхе­мы ограничивают быстродействие счетчика.

Максимальный коэффициент деления счетчика с использовани­ем микросхем К133ИЦ6 составляет 10n, а с микросхемами К133ИЕ7 — 16n, где n — число микросхем.


Интегральная микросхе­ ма К133ИЕ8 позволяет создать счетчик на число 64n. Схема вклю­чения последней приведена на рис. 12.38,6. Счетчик позволяет по­лучить на выходе импульсы от 1 до 4095 при подаче на вход 4096 импульсов. Входные тактовые импульсы поступают на кон­такт 9. Счет происходит по фронту. В нулевое состояние схемы устанавливаются при подаче на контакт 13 положительного импуль­са. Если на контакт 11 подать высокий логический уровень, то произойдет запрет счета. При подаче на входы VI — V32 положи­тельных потенциалов происходит управление выдачей «отрица­тельных» импульсов на выходе S1 (контакт 5), которые совпадают по времени с входными импульсами. При одновременной подаче потенциалов на входы V8 и V32 на выходе S1 появляется 40 им­пульсов, неравномерно расположенных по времени. На выходе «>63» появляется импульсный сигнал, фронт которого совпадает со спадом 63-го входного импульса, а спад — со спадом 64-го им­пульса.



                                          Рис. 12.38



                                          Рис. 12.39

Декадный счетчик. На рис. 12.39 изображен декадный счетчик, построенный на интегральных микросхемах К155ИЕ1. Каждая мик­росхема делит входную последовательность импульсов на 10. По­лярность входных импульсов отрицательная. На выходе формирует­ся импульсный сигнал отрицательной полярности с длительностью, равной длительности входных импульсов.

Делители на интегральной микросхеме К155ИЕ2. Микросхема К155ИЕ2 состоит из триггера со счетным входом и счетчика с ко­эффициентом деления 5. При соединении этих элементов между собой можно получить двоично-десятичный счетчик, работающий в коде 1 — 2 — 4 — 8 (рис. 12.40, а). Полярность входных импульсов по­ложительная. Состояние счетчика переключается в момент заднего фронта импульса.

С помощью этой микросхемы можно построить счетчик с коэф­фициентом деления на 6 (рис. 12.40,6) и на 7 (рис. 12.40, в). В пер­вой схеме после прихода шестого входного импульса к контактам 2 и 3 будет подано положительное напряжение (высокий логический уровень), которое установит в счетчике нуль.Во второй схеме после суммирования шести импульсов счетчик переходит в состоя­ние «9». Очередной входной импульс установит в счетчике состоя­ние «10» или «О».

Двухтактный регистр сдвига. Один триггер в разряде является основным, другой — триггер памяти. Между собой тактовые им­пульсы имеют задержку. Тактовые импульсы, которые идут с за­держкой, должны поступать на основные триггеры. Информацион­ный сигнал переписывается в триггер памяти, а затем списывается с основного (рис. 12.41).



                                          Рис. 12.40



                                          Рис. 12.41

УСИЛИТЕЛИ

Область использования усилителей обширна. Многообразие назначения усилителей порождает различия в требованиях, которым они должны отвечать. В связи с этим они могут различаться между собой как по числу активных элементов, так и по конструкции. Уси­лители являются составной частью почти любого прибора. В любом устройстве прежде чем вести обработку сигналов, поступающих с датчиков, необходимо усилить эти сигналы. К усилителям предъяв­ляются самые разнообразные требования: широкие пределы коэффи­циента передачи (от 1 до 106), возможно меньший уровень шумов, возможно большее входное сопротивление, малое потребление тока, необходимая частотная полоса пропусканий, устойчивая работа в раз­личных климатических условиях. В одном усилителе совместить все эти требования практически невозможно. Для решения подобных вопросов применяют различные виды усилителей. Все усилители можно разбить на четыре группы: усилители звукового диапазона частот, селективные, широкополосные и гальванометрические усили­тели. Поскольку граница разделения является чисто условной, то один вид усилителей можно с успехом применять для разных целей. Каждая группа усилителей удовлетворяет лишь отдельным перечис­ленным требованиям.

1. В усилителях звукового диапазона частот основное внимание уделяется формированию необходимой частотной характеристики. Эти усилители,перекрывают широкую область частот от 20 Гц до 20 кГц. Они должны обладать низким уровнем шумов -и большой чувствительностью. Усилителям этого диапазона частот уделяется большое внимание в технике записи и воспроизведения звука, для усиления сигналов от различных магнитных и пьезоэлектрических датчиков. Здесь могут применяться усилители с непосредственной связью и с малым уровнем шумов.

2. Селективные усилители применяют в промышленных системах обработки информации, .когда необходимо из широкого спектра час­тот входного сигнала выделить составляющие, несущие информацию. Селективные усилители должны обеспечивать постоянство частотных и фазовых характеристик выделяемого сигнала, возможность регули­ровки коэффициента передачи и выделяемой полосы частот, устойчи­вую работу при больших коэффициентах усиления.
Для регулировки коэффициента усиления применяют диоды и полевые транзисторы.

3. Широкополосные усилители являются входными каскадами устройств широкого назначения. В функции широкополосных усили­телей входит ограничение шума, поступающего с антенны или датчи­ка, с целью увеличения отношения сигнал-шум.

4. Гальванометрические усилители предназначены для измерения малых постоянных или медленно меняющихся токов. Их применяют для усиления малых сигналов и потенциалов различных датчиков, имеющих большое выходное сопротивление. Создать усилители с большим входным сопротивлением на биполярных транзисторах путем введения ООС в широком диапазоне частот практически не­возможно. По этой причине почти все практические схемы гальвано­метрических усилителей имеют входные каскады с полевыми транзи­сторами. В этом случае сравнительно просто получить большое вход­ное сопротивление и низкий уровень шумов.

Схемы включения ОУ, которые используются в устройствах, по­казаны в гл. 1.

I. УПРАВЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Настройка усилителя на ОУ. Схема с ОУ (рнс. 4.1) счи­тается настроенной, если при E1 = E2=E3 = 0 выходное напряжение равно нулю. Этот режим работы ОУ устанавливается при условии R6=1/(1/R1 + 1/R2+1/R3+1/R4) (рис. 4.1,0); l/R3+l/R4+1/R5 = = l/R1+l/R2 (рис. 4.1,6). При точной настройке усилителя значи­тельно ослабляется влияние изменения входных токов от температу­ры и прочих воздействий на дрейф выходного сигнала. Это очень важно при создании усилителей постоянного тока, для усилителей переменного тока и фильтров, во избежание ограничения динамиче­ского диапазона устройств.

Плавная регулировка коэффициента передачи. На рис 42 пока­зано несколько схем включения.ОУ, в которых осуществляется плав­ная регулировка коэффициента передачи. Обозначим Rп — входное дифференциальное сопротивление, Ку.ио~ коэффициент усиления ОУ без ОС. На рис. 4.2 показаны схемы, которые имеют следующие па­раметры:

                                          Рис. 4.1





                               Рис. 4.3                                                                        Рис. 4.4

Дискретное изменение коэф­ фициента передачи. Дискретный способ регулирования усиления применяется при точных измере­ниях исследуемого сигнала. Приве­дены две схемы (рис. 4.3), кото­рые отличаются режимами работы усилителя в моменты переключе­ния с контакта-на контакт. В пер­вом случае один из входов ОУ находится в свободном положе­нии. Здесь входной сигнал не проходит- на выход. Во втором случае вход ОУ подключается через резистор R1 к общей шине. В этом режиме усилитель обладает максимальным усилением. От входного сигнала усилитель пер.еходит в режим насыщения.

Температурная стабилизация ОУ. Для температурной стабили­зации ОУ к его инвертирующему входу подключена терморегулирую-щая цепочка (рис- 4.4). Эта цепочка построена на двух стабилитро­нах. Стабилитрон VD1 имеет отрицательный ТКН, стабилитрон VD2, включенный в прямом направлении, имеет положительный ТКН. В результате с помощью потенциометра R2 можно выбрать любое значение ТКН, которое необходимо .для ОУ. С помощью потенцио­метра R4 компенсируется постоянное напряжение, поступающее от стабилитронов.

2. СДВОЕННЫЕ ОУ

Последовательное соединение двух ОУ. Последовательное соединение двух ОУ (рис. 4.5) позволяет получить большой коэффи­циент передачи, широкополосность и малый дрейф. Широкополосные усилители, как правило, имеют большой временной и температурный дрейф. В составном усилителе стабильный каскад с малым дрейфом непрерывно компенсирует напряжение сдвига нуля. Схема рис. 4.5, а, имеет два обособленных усилителя. Для настройки схемы необходи­мо иметь резисторы с точностью сопротивления 0,1 %. На схеме рис. 4.5,6 существует общая ООС, которая стабилизирует первый ОУ. В этой схеме резистор R1 должен иметь точность 0,1 %, а рези­стор R2 — 10 %. Дрейф нуля меньше 1 мВ при коэффициенте пере­дачи 103.



                                          Рис. 4.5





       Рис. 46                                     Рис. 4.7

Плавная регулировка коэффициента передачи параллельно вклю­ченных ОУ. Схема усилителя, приведенного на рис. 4.6, позволяет плавно уменьшать сигнал на одном выходе при одновременном уве­личении его на другом. Если потенциометр R5 находится в положе­нии, когда точка соединения резисторов R3 и R4 подключена к общей шине, то входной сигнал проходит через интегральную микросхему DA2. В другом крайнем положении потенциометра работает микро­схема DAL При прохождении входного сигцала через одну интег­ральную микросхему на входе другой сигнал не равен нулю. За счет сопротивления контактов входной сигнал ослабляется только на 80 дБ. В среднем положении потенциометра работают оба усилите­ля. В этом положении входное сопротивление схемы равно 70 кОм.

Сдвоенные ОУ. Для повышения температурной стабильности из­мерительных усилителей в схемах (рис. 4.7) объединяют два ОУ, поскольку они, обладают синхронным изменением параметров. Уси­литель обладает коэффициентом усиления более 200. Коэффициент усиления первого каскада рассчитывается по формуле Ky и 1=(2R1 +Rз)/R2, а коэффициент усиления второго каскада — Kу K2=R6}R4. Влияние входного синфазного сигнала и передачу его на выход как парафазного сигнала можно уменьшить, подобрав попарно равными сопротивления R4 и R5, а также R6 и R7. Схема имеет большое входное сопротивление, которое практически не зависит от изме­нения коэффициентов усиления ОУ.



       Рис. 4.8                                                                                    Рис 49

Составной ОУ. Усилитель, со­бранный по схеме рис. 4.8, обла­дает большим входным сопротив­лением. Если одиночный ОУ имеет входное сопротивление приблизи­тельно 0,5 МОм, то входное со­противление составного усилите­ля более 10 МОм. Это достигает­ся за счет глубокой ООС с по­мощью усилителя DA2. Этот же усилитель позволяет также значительно повысите (до 100 дБ) ко эффициент ослабления синфазного сигнала В этом случае необхо димо более тщательно подобрать сопротивления резисторов RL и R2 Усилители с симметричным выходом.


Схема формирования двух-потярного выгодного напряжения (рис 49, а), имеет низкие входное и выходное сопротивления Для выравнивания выходных напряже ний как по положительному, так и по отрицательному выходам не­обходимо выполнить условия



Схема рис 4 3, б состоит из двух О У, включенных последователь­но. Здесь напряжение U2 = U1 (1+R2/R1), a U2=U1- (1+R4/R1) х (l+R2R1) Эта схема может быть использована при подаче вход ного сигнала на любой вход ОУ Она может иметь как малое вход ное сопротивление (когда сигнал подается на инвертирующий вход), так и большое входное сопротивление (когда сигнал поступает на неинвертирующич вход) Эта схема не симметрична и несбалансиро-вана На рис 4 9, в показана схема, где ОУ работают симметрично, причем они последовательно балансируют друг друга Выходное на пряжение опоедеаяется согласно выражениям U2 = U+1 (1+R1/R2) и U2+ = U1- (1+R1/R2) Эта схема имеет большое входное сопротив­ление

Схема с перекрестной балансировкой приведена на рис 4 9, г Она симметрична относительно входа и выхода, имеет большое входное сопротивление Выходное напряжение определяется выраже ниями



Для коэффициента передачи, равного единице, можно считать R1 = = R3 = 0, а R2=оо

3. РАСШИРЕНИЕ ВОЗМОЖНОСТЕЙ ОУ

Подключение ОУ к однополярному питанию. Для подключения усилителя к однополярному источнику питания создается делитель напряжения на стабилитронах VD1 it VD2 (рис 4 10) К искусствен нон нулевой точке между диодами подключается неинвертирующий вход усилителя Для развязки от постоянной составляющей на вхо­де и выходе включены конденса­торы С1 и С2

Операционный усилитель с большим выходным сигналом. Приведенная на рис 4 11 схема позволяет получить на выходе сигнал с амплитудой до 20 В Это достигается тем, что напряжение питания усилителя управляется выходным сигналом При этом разность напряжений между кон­тактами 4 и 7 остается без изменения ( — 25 В) Следует иметь в ви­ду, что с помощью этой схемы нельзя получить большие коэффици­енты усиления.


При большом выходном сигнале становится больше напряжение питания интегральной микросхемы, увеличивается на­пряжение между контактами 3, 7 и 2, 4 Это ведет к перенапряже­нию n-р переходов транзисторов, применяемых в микросхеме Для малых коэффициентов усиления напряжение на входах 2 и 3 ме­няется в такт питающему напряжению. При применении в этом устройстве интегральной микросхемы К140УД1Б не следует вывод 4 подключать к общей точке. В противном случае интегральная мик­росхема выйдет из строя.



       Рис. 4.10                                  Рис 4.11                                   Рис 4.12



Рис. 4.13

Работа усилителя при увеличенных питающих напряжениях. Уси­литель (рис 4.12) позволяет подключить ОУ к источникам питания, напряжения которых превышают максимально допустимые напряже­ния ОУ. Стабилитроны VDJ и VD2 подключаются к источнику пита­ния ±50 В. Относительно средней точки на стабилитронах устанав­ливается напряжение ±13 В. Этим напряжением питается ОУ. По­скольку выходной сигнал усилителя снимается со средней точки, то мгновенные значения этого сигнала синхронно меняют уровни пита­ющих напряжений. Это отслеживание позволяет увеличить амплиту­ду выходного сигнала до 30 В при условии, что усилитель имеет коэффициент усиления, близкий к единице, т. е. R2/Rl = 1.

Мощный усилитель Двухполярных сигналов. Усилитель (рис. 4 13) состоит из двух ОУ с мощными транзисторами на выходе. Схема симметричная. Резисторами R4 и R5 устанавливается напряжение 0,3 В для устранения искажений типа «ступеньки» в выходном сиг­нале. Аналогичные функции выполняют резисторы R6, R7, R12 — R15. Нелинейные искажения уменьшаются также за счет ООС в каж­дом ОУ.

4. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Усилитель с выходной мощностью 4 Вт. Усилитель (рис 4 14) выполнен по двухтактной схеме Для предварительного усиления служит интегральная микросхема типа К224УС5. Глубокая (до 40 дБ) ООС по переменному току позволяет получить малый коэф­фициент нелинейных искажений.


Коэффициент гармоник и чувстви­ тельность устанавливаются подбором сопротивления резистора R4 При сопротивлении резистора R4=150 Ом коэффициент усиления со­ставляет 100 — 150, а коэффициент гармоник 0,5 — 0,8 %. Наличие ОС по постоянному току обеспечивает стабильную работу усилителя как при изменении питающего напряжения, так и при изменении темпе­ратуры. Полоса частот 200 Гц — 10 кГц.



                                          Рис. 4.14



                                          Рис. 4.15

Усилитель с выходной мощностью 2 Вт. Усилитель- (рис. 4.15) отдает в нагрузку мощность 2 Вт при питающем напряжении 12 В, 0,8 Вт — при напряжении 9 В и 0,25 Вт — при напряжении 6 В. При максимальной мбщности коэффициент гармоник составляет 1 %. Входное сопротивление равно 25 кОм. Полоса рабочих частот 80 Гц — 12 кГц. Для обеспечения равномерности частотной характе­ристики и для устранения искажений типа «ступеньки» с выхода уси­лителя на вывод 3 микросхемы подается ООС. Изменением сопро­тивления резистора R3 можно регулировать ООС. При этом рас­ширяется полоса частот, уменьшаются нелинейности, но и падает коэффициент усиления.



                   Рис. 4.16                                  Рис. 4 17

Усилитель мощности на интегральной микросхеме К157УС1. Вы­ходная мощность усилителя 0,5 Вт. Чувствительность лежит в преде­лах 15 — 30 мВ. Коэффициент гармоник в полосе частот от 50 Гц до 15 кГц не превышает 0,3 %. При напряжении питания 12 В можно получить выходную мощность 1,5 Вт. Схема представлена на рис. 4 16.

Усилитель мощности на 12 Вт. Усилитель (рис. 4.17). имеет поло­су частот от 10 Гц до 20 кГц. В этой полосе частотная характеристи­ка имеет неравномерность 2 .дБ. Коэффициент передачи может ме­няться от 1 до 100. Амплитуда выходного сигнала на нагрузке 3 Ом равна 9 В. Налаживание усилителя сводится к подбору корректиру­ющей цепочки интегральной микросхемы. Выходные транзисторы ра­ботают без начального смещения. «Ступенька» в выходном сигнале устраняется за счет ООС. ,



5. ПРЕДУСИЛИТЕЛЙ С УПРАВЛЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Усилитель компенсации предыскажений. Усилитель (рис. 4.18) со- спадающей частотной характеристикой применяется при воспроизведении грамзаписи с магнитной головкой. Подъем ча­стотной характеристики в области низких звуковых частот происхо­дит за счет частотно-зависимой ОС, построенной на ( элементах Rl, R2, СЗ, С4. Постоянные времени RiC4=300 мкс и R2Сз=3000 мкс. Завал в области высоких частот осуществляется цепочкой R3Cs= = 72 мкс. Для уменьшения выходного сопротивления включен тран­зистор. Коэффициент усиления схемы на частоте 1 кГц равен 30.

Усилитель с АРУ. Усилитель (рис. 4.19) имеет нелинейную зави­симость коэффициента усиления от амплитуды входного сигнала. В схеме осуществляется автоматическая регулировка усиления за счет ООС по переменному току. Эта связь осуществляется посредст­вом изменения сопротивления полевого транзистора переменному току. Управление полевым транзистором происходит постоянным на­пряжением продетектированного выходного сигнала ОУ. Функции детектора выполняет транзистор VT2. Если входной сигнал превыша­ет 1 В, то на выходе появляются» нелинейные искажения, связанные с появлением второй гармоники. Эти искажения вносит полевой тран­зистор из-за несимметричности его характеристики для различных полярностей сигнала. Значительно меньше искажений возникают с МОП-транзисторами.

Параллельные усилители. Параллельное включение усилителей (рис. 4.20) увеличивает амплитуду сигнала в N раз, в то время как шумовая составляющая, являющаяся случайной величиной, возраста­ет только в N-2. В той же степени уменьшается дрейф нуля и влияние температурных коэффициентов отдельных усилителей. Усиление схе­мы определяется сопротивлением резистора R4. Для схемы из шести параллельных усилителей среднее значение шума составляет0,85 мкВ при шуме отдельного усилителя приблизительно в 2,2 мкВ. Приведенное ко входу напряжение сдвига равно 13 мкВ, а темпера­турный коэффициент при 25 °С составляет 0,2 мкВ/К.


Это соответст­вует зависимости N-2



                                          Рис. 4.18



                                          Рис. 4.19

Усилитель на микросхеме К284СС2А. Усилитель {рис. 4.21) имеет коэффициент усиления более 104. С помощью резистора R4 коэффи­циент передачи можно менять в пределах от 50 до максимального значения, равного примерно 104. Верхняя граничная частота равна 10 кГц. Режим по постоянному току осуществляется с помощью де­лителя R1 и R3 и стабилизатора напряжения, выполненного на эле­ментах R6 и VD1.

Интегральная микросхема может работать и при пониженных напряжениях источников питания. Вместо напряжения питания 12 В можно применить напряжение 4 В, предварительно заменив стабилитрон резистором (1,5 кОм) с параллельно включенным кон­денсатором (50 мкФ). Однако следует иметь в виду, что. максималь­ная амплитуда неискаженного сигнала в этом случае будет равна 0,5 В.



       Рис. 4.20



                   Рис. 4.21                      Рис. 422                                               Рис. 4 23

Микрофонный усилитель на микросхеме К224ПП1. Усилитель имеет коэффициент усиления 100. В нем осуществлена полная термостабилизация. Входное со­противление 2 кОм, а выходное — 500 Ом (рис. 4.22).

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.23) питается от од­ного источника. Напряжение этого источника определяет максималь-ную амплитуду неискаженного выходного сигнала, т. е. при ±Ua, равном 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 и 30 В, Uвыx равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4 — 5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффици­ента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изме­нения.

Операционный усилитель с большим входным сопротивлением. Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включе­нии на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24).


В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.

Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением. Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на от­сутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сиг­нале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих эле­ментов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Ге­нерация срывается при R = 70 — 120 Ом и С= 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K=R2/R1.



       Рис. 4.24                                  Рис. 4.25

Линейный ОУ. Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивле­ние и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устра­няют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность

входной характеристики транзи­стора легко уменьшается ООС че­рез резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных тран­зисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.

Усилитель с управляемым ко­эффициентом передачи. Коэффи­циент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Уп­равление осуществляется с по­мощью декады резисторов R3 — R7. Когда переключатель нахо­дится в положении I, декада под­ключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в ба­зу транзистора VT1 положитель­ного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффи­циент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2 — VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т.


д.

Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение тран­зисторов VT2 — VT5 реализует схе­му с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максималь­ный коэффициент усиления ра­вен 32. Амплитуда входного сиг­нала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1 — VT5 может быть использована инте­гральная микросхема К198НТ1.



                   Рис. 4 26                      Рис. 4.27                                  Рис. 4.28



                                          Рис. 4 29

Управление с помощью поле­вых транзисторов коэффициентом усиления. С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах-управлять коэффициентом переда­чи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряже­ния между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сиг­нала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле Ky.u= =R4Uyпp/R2UЗИотc, где Uупр — управляющее напряжение на за­творе; Uзи отс — напряжение отсечки полевого транзистора.

Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления. Ре­гулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два вари­анта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с уве­личением протекающего тока через диод или при увеличении напря­жения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для перемен­ного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, под­ключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него.


Схема эффек­ тивно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.



                   Рис. 4.30                                  Рис. 4.31

           

                               Рис 4.32                                                           Рис. 4.33

Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах. Усили­тель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ Неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5%. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает вы­ходной сигнал с амплитудой до 2 В.

Предварительный усилитель на полевом транзисторе. Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источ­ника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэф­фициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 a VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротив­ление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизи­тельно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц

Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах. Кас­кад (рис. 432) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32, о) присутствует постоян­ное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого тран­зистора. В схеме рис. 4.32,6 постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 под­питывающего напряжения от второго источника питания.


Посколь­ ку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.

Усилитель с динамической нагрузкой. Для увеличения коэффи­циента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33, с) в качестве дина­мической нагрузки включены VT1 и КЗ. Эквивалентное сопротивле­ние нагрузки будет определяться выражением



где

Kу.и=R2/R3 — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоян­ному току. Если принять R3=R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2>R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой ча­стот входного сигнала.

Усилитель с большим коэффициентом усиления. При создания усилителей с большим входным сопротивлением и большим коэффи­циентом усиления необходимо уделять особое внимание его устойчи­вости. В частности, необходимо получать высокую степень развязки по цепям питания. Приведенная схема трехкаскадного усилителя (рис. 4 34) имеет хорошую развязку одного каскада от другого. В усилителе отсутствует ПОС, что достигнуто с помощью биполяр­ных транзисторов. Выходной сигнал каскада «развязан» от цепей пи­тания через большое выходное сопротивление биполярного транзи­стора. Кроме того, значительно ослаблена паразитная емкостная ОС через емкости коллектор — база и сток — затвор Между двумя последовательно включенными емкостями существует малое сопро­тивление перехода база — эмиттер биполярного транзистора.

Положительные свойства каскада позволяют создать шестикас-кадный УНЧ с коэффициентом усиления более 10е. На вход усилите­ля подается сигнал менее 1 мкВ от источника с внутренним сопро­тивлением 10 кОм. На выходе присутствует сигнал с амплитудой бо­лее 2 В. Для ослабления шумов между каскадами возможно при­менение узкополосных фильтров. Усилитель устойчиво работает при пульсации напряжения питания до 15 %.


Изменение напряжения питания не сказывается существенным образом на форме выходного сигнала и не проходит на выход схемы. Нестабильность питания ог­раничивает максимально возможную амплитуду выходного сигнала.

Трехкаскадный усилитель имеет полосу пропускания от 10 Гц до 100 кГц по уровню 0,9. Эффективное напряжение шума, приве­денное ко входу, при входном сопротивлении 100 кОм составляет 70 мкВ. Коэффициент усиления отдельного каскада на частотах свы­ше 10 Гц определяется по формуле Kу u1=RкS21Э и равняется при­близительно 20 На частотах ниже 10 Гп — по формуле Ку u2= (Rк+ +Хс)/Xc, Где Хс — 1/wСэ; h21э — коэффициент передачи по току би­полярного транзистора, a S — крутизна полевого транзистора. Для расширения полосы частот ниже 10 Гц необходимо увеличить ем­кость конденсатора С1 или увеличить сопротивление резистора R1. Однако увеличение сопротивления резистора R1 требует также уве­личения сопротивления резистора R4, чтобы избежать насыщения биполярного транзистора. С увеличением R4 уменьшается ток через полевой и биполярный транзисторы, что влечет за собой уменьше­ния и S Кроме того, начинают сказываться нелинейности вольт-амперной характеристики обоих транзисторов



                                                          Рис. 434

Уменьшение порога открывания составного эмиттерного повто­рителя. В схеме составного эмиттерного повторителя (рис 4 35) для уменьшения нелинейных искажений, связанных с порогом открывания транзисторов, включен транзистор VTL Напряжение между коллек­тором и эмиттером этого транзи­стора регулируется с помощью ре­зистора R1. В результате рабочее напряжение смещения транзисто­ров VT2 и VT3 становится ста­бильным и не зависит от ампли­туды -входного сигнала. Кроме того, повышается температурная стабилизация выходных транзи­сторов



                   Рис. 4.35                                  Рис 4.36

Усилитель с низкоомным вхо­дом. Схема усилителя (рис.436) состоит из двух транзисторов, где первый каскад собран по схеме с ОБ Усилитель имеет малое входное сопротивление.


Для схемы входным сигналом является ток, который определяется емкостью конденсатора. Коэффициент усиления описывается выражением К= =jwh2l3R2C при условии, что 1/wС>h11Б, где h11Б =10 Ом — вход­ное сопротивление транзистора в режиме с ОБ; A2i Э — коэффициент

передачи транзистора VT2. Усилитель для входного сигнала с часто­той 1 кГц имеет коэффициент усиления приблизительно 100. Выход­ной сигнал сдвинут по фазе на 90° по отношению к входному. Этот сдвиг сохраняется в диапазоне частот от 20 Гц до 1 МГц. При по­строении двух и более каскадов можно применить интегральные микросхемы с набором транзисторов.

6. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Малошумящий низкоомный предварительный усилитель.

Усилитель (рис. 437) имеет входное сопротивление 5 Ом. Низкое входное сопротивление каскада получено в результате применения в определенных отношениях ПОС и ООС. Часть эмиттерного сигна­ла транзистора VT2, поступающая на базу транзистора VT1, созда­ет ООС, а коллекторный сигнал транзистора VT3 — ПОС.

Низкое входное сопротивление усилителя позволяет значитель­но уменьшить шумы усилителя Спектральная платность собствен­ных шумов при разомкнутом входе составляет 2-10-4 мкВ/Гц. Ко­эффициент усиления каскада равен примерно 40. Полоса пропуска­ния определяется емкостью конденсатора С1.

Усилитель с непосредственной связью. Усилитель с непосредст­венной связью (рис. 4.38) имеет коэффициент усиления 100 — 8000. Нестабильность коэффициента усиления в диапазоне температур от — 15 до +50 °С не более 2 %. Уровень шумов при закороченном входе не более 5 мкВ. Эти характеристики усилителя обеспечивают­ся за счет глубокой ООС по постоянному току с помощью резистора R5. Малые напряжения между базами и коллекторами транзисторов обеспечивают низкий уровень шумов. Частотная характеристика уси-лителя в основном определяется входным конденсатором С1. Низ-шая граничная частота, на которой сигнал падает на 3 дБ, опреде­ляется по формуле f=0,2/СRВХ, где емкость — в микрофарадах, со­противление — в килоомах, частота — в герцах.


Входное сопротивле­ ние усилителя зависит от сопротивления резистора R5. Для различ­ных сопротивлений R5 в табл. 4.1 приведены значения входного со­противления и коэффициента усиления.



                   Рис. 4.37                                  Рис. 4.38

Таблица 4.1

R5, Ом	0	1	2	5	7	10	20	27
RВХ( кОм	2	5	8	15	18	25	35	50
К	8000	3700	2200	1200	900	740	250	150

Выходной неискаженный сигнал составляет 30 — 50 % от напря­жения источника питания. Для устранения возбуждения усилителя первые два каскада следует питать от стабилитрона или применять в цепи питания конденсатор емкостью более 100 мкФ. Регулировка усилителя осуществляется подбором сопротивления резистора R7. Напряжение в эмиттере транзистора VT4 должно равняться поло­вине напряжения питания.



Рис. 4.39

Малошумящнй усилитель с непосредственной связью. Усилитель (рис. 4.39), предназначен для усиления сигнала с головки магнитофона. Сигнал составляет несколь­ко милливольт. Коэффициент пе­редачи усилителя равен прибли­зительно 70 дБ. Максимальное выходное напряжение равно 6 В. Для уменьшения собственных шу­мов транзисторы работают в ре­жиме микротоков. Частотная ха­рактеристика усилителя может ре­гулироваться в широких пределах резистором R7. При этом меняет­ся верхняя граничная частота.

Широкополосный малошумя­щий усилитель. Усилитель (рис. 4.40) предназначен для работы с сигналами до 10 мВ и в полосе частот от 10 Гц до 30 кГц. Для уменьшения собственных шумов в двух первых каскадах применены высокочастотные транзисторы в режиме малых коллекторных токов. Ток транзистора VT1 равен 40 мкА, а ток транзистора VT2 — 100 мкА. Включение в третьем ка­скаде транзисторов разных типов проводимости упростило межка­скадное соединение и улучшило температурную стабильность. Вклю­чение в эмиттер транзистора VT3 стабилитрона позволило увеличить напряжение в коллекторе транзистора VT2 и тем самым увеличить коэффициент усиления усилителя.


Напряжение пробоя стабилитро­ на определяет динамический диапазон выходного сигнала. Коэффи­циент усиления может составлять до 5-104. В полосе пропускания уровень собственных шумов, приведенный ко входу, лежит в преде­лах от 1,5 до 2,5 мкВ.

Усилитель с большим входным сопротивлением. В усилителе (рис. 4.41) применена гальваническая связь между каскадами. Тран­зисторы VT1 — VT3 работают при нулевом напряжении коллектор — база. Параметры усилителя стабилизированы ООС через резистор R1. Рабочая точка траизистора VT1 устанавливается резисторами R4 и R5. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне частот от50 Гц до 10 кГц. Коэффициент усиления равен 700 при входном со­противлении 50 кОм. Максимальная амплитуда входного сигнала равна 3 В. Напряжение шума на выходе менее 10 мкВ. Усилитель может работать при температуре от — 50 до +50 °С. При темпера­туре — 50° С коэффициент усиления уменьшается в два раза.



                   Рис. 4.40                                  Рис. 441

7. УСИЛИТЕЛИ С ЧАСТОТНО-ЗАВИСИМЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Усилитель с регулируемой в широком диапазоне частотной характеристикой. Регулировка частотной характеристики в схеме (рис. 4.42) осуществляется двумя резисторами: в области высоких частот — резистором R2, в области низких частот — резистором R4. На частоте 30 Гц коэффициент t усиления меняется от +19 до — 22 дБ, а на частоте 20 кГц — от +19 до — 19 дБ. Среднее поло­жение потенциометров дает равномерную частотную характеристи-. ку. При этом коэффициент усиления схемы равен 0,9. При выходном сигнале менее 250 мВ коэффициент гармоник менее 0,1 %, при 2В — - нелинейные искажения возрастают и становятся 0,9 % на частоте 12,5 кГц. Формы АЧХ при крайних положениях движков R2 и R4 показаны на графике рис. 4.42.

Широкополосный усилитель с управляемой частотной характери­стикой. Усилитель (рис. 4.43) имеет ступенчатую раздельную регу­лировку по низким и высоким частотам. Дискретность регулировки 2 дБ. Диапазон регулирования от — 12 до +12 дБ.


Коэффициент гармоник порядка 0,1 %. Полоса пропускания равна от 10 Гц до 200 кГц. Формы АЧХ при ступенчатом регулировании показаны на графике рис. 4.43.

Низкочастотный усилитель. Усилитель (рис. 4.44) имеет регули­руемую форму АЧХ и коэффициент усиления более 103. Он облада­ет минимальными нелинейными искажениями, которые получены за счет ООС через резистор R2. Для устранения самовозбуждения уси­лителя в схеме предусмотрены два конденсатора (С1 и С7). Преде­лы регулирования АЧХ проиллюстрированы на графике рис. 4.44.

Усилитель с регулируемой частотной характеристикой. Усилитель (рис. 4.45) имеет коэффициент усиления 20 дБ. На граничных ча­стотах 30 Гц и 20 кГц можно регулировать коэффициент усиления в диапазоне ±20 дБ. Выходной сигнал имеет нелинейность порядка 0,01 %. Максимальная амплитуда выходного сигнала 8 В.



                                           Рис. 4.42



                                          Рис. 4.43



                                          Рис. 4.44

Предварительный усилитель для магнитного звукоснимателя.

Усилитель (рис. 4.46) предназначен для выравнивания частотной характеристики магнитного звукоснимателя при стереофоническом воспроизведении звука. Совместно со звукоснимателем на выходе усилителя получается равномерная амплитудно-частотная характе­ристика в полосе от 20 Гц до 20 кГц. Для уменьшения собст­венных шумов усилителя оба транзистора работают в режиме микротоков. Коэффициент усиле­ния на частоте 1 кГц равен 36 дБ. Входное сопротивление усилите­ля равно 50 кОм. Частотная зави­симость коэффициента усиления приведена на графике рис. 4.46. Логарифмический усилитель с Динамическим диапазоном 60 дБ. Для получения логарифмического закона изменения выходного сигнала применяется усилитель с большим выходным сопротивлением, который работает на диод (рис. 4.47). Большое выходное сопротив­ление усилителя по переменному сигналу обеспечивается включением динамической нагрузки в цепь коллектора транзистора VT3 — со­ставного эмиттерного повторителя, в базовую.цепь которого подается выходной сигнал.


В результате этого в эмиттере транзистора VT2 будет сигнал, близкий к сигналу в коллекторе VT3. Через резистор R5 отсутствует ток сигнала. Получается эквивалентное сопротивле­ние около 250 — 500 кОм. С этим выходным сопротивлением усили­тель работает на диодную нагрузку. Диоды определяют логариф­мический закон изменения выходного сигнала. Зависимость UВых усилителя от UBi проиллюстрирована на графике рис. 4 47.



                   Рис. 4.45                                              Рис. 4.46

Суммирующий усилитель. Усилитель (рис. 4.48) позволяет под­ключить на вход три источника сигнала с различными выходными сопротивлениями. Ко Входу 1 подключают микрофон, выходной сигнал которого около 2 мВ. Звукосниматель с выходным сигналом 100 мВ подключают ко Входу 2. Магнитофон, выходной сигнал ко­торого 250 мВ, можно подключить ко Входу 3. Все датчики хоро­шо изолированы один относительно другого, поскольку на входе ОУ поддерживается нулевой уровень.

Модуляционный усилитель. Усилитель (рис 4 49) построен по принципу модуляция — демодуляция. Низкочастотный входной сигнал преобразуется в импульсный. Импульсный сигнал проходит че­рез три каскада усиления. На вы­ходе расположен синхронный де­тектор, который восстанавливает первоначальное состояние входно­го сигнала. При модуляции вход­ного сигнала возникают переход­ные процессы, которые искажают выходной сигнал. Искажения воз­никают из-за разделительных кон­денсаторов. Для устранения пере­ходных процессов в измеритель­ном усилителе, применяют цепи компенсации. Входной сигнал цепи компенсации проходит через эмиттерный повторитель, собранный из части микросхемы DA1, и подается на вход 2 дифференциального усилителя микросхемы К122УД1. На вход 1 подается модулирован­ный сигнал. Резистором R3 добииваются такого положения, при ко­тором постоянная составляющая в модулированном сигнале отсут­ствует. Так, если модулятор преобразует входной сигнал в импульс-сы одной полярности; то в результате действия цепей компенсации на выходе первого каскада усилителя действует уже двухполярный импульсный сигнал.


Таким образом, на переходных конденсаторах не происходит изменения напряжения при изменении амплитуды входного сигнала.



                                           Рис. 4.47                                              Рис. 4.48

Введение цепей компенсации не влияет на дрейф нуля усилителя Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления 1000, порог чувствительности 100 мкВ. Частота модуляции равна 40 кГц.

8. ЭЛЕКТРОМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

Двухкаскадный электрометрический усилитель. Усилитель состоит из двух звеньев (рис. 4.50) — интегрирующего на DA1 и VT и пропорционально интегро-дифференцирующего DA2 Выходное напряжение связано с входным током, протекающим через R1, выра­жением Uвых = IBxR5C2/C1. Измеряемый входной ток вызывает линей­ное изменение напряжения на выходе ОУ DA1, причем скорость из-менения пропорциональна входному току и обратно лропорциональна емкости конденсатора С1, Второе звено в пределах действия диф­ференцирующей цепи R5С2 проводит дифференцирование выходного напряжения усилителя DA1.

Временной дрейф входного тока за 24 ч составляет 5-10-17 А, а температурный дрейф равен 5-10-18 А/град. Полоса усиливаемых частот определяется соотношением трех постоянных времени y?tC,, К5С2 и R4C3. Зависимость двойной амплитуды шумового тока, при­веденного ко входу, от полосы пропускания приведена на графике рис. 4.50.

Для удовлетворительной работы схемы следует использовать конденсаторы с минимальными утечками. Для устранения перегруз­ки усилителя желательно применение устройства автоматического сброса напряжения на интегрирующих конденсаторах, наличие ко­торого проиллюстрировано контактами K1 и К.2, включенными па­раллельно С1 и СЗ.



Рис 4.49

 

Термостабильный электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис 451) позволяет измерять минимальный ток 10~5 А При этом выходное напряжение составляет около 50 мВ Усилитель содержит входной каскад на сборке полевых транзисторов DA1 и ОУ DA2 в дифференциальном включении Для балансировки схемы служат потенциометры R5 и R10 Для повышения стабиль­ности схемы желательно к выводу 8 микросхемы DA1 подключать резисторы, аналогичные подключенным к выводу 6 Это приводит к полной балансировке входных транзисторов Временной дрейф схемы равен 20 мВ/ч, а температурный — 5 мВ/град



Усилитель с компенсацией. Усилитель (рис. 4 52) усиливает сиг­налы в широкой полосе частот. Верхняя граничная частота опреде­ляется сопротивлением резистора R1. Расширение частотного диапа­зона получено за счет уменьшения емкости затвор — сток транзис­тора VT1. Это достигается тем, что через стабилитрон VD1 с выхо­да усилителя на сток транзистора VT1 подано напряжение ООС. Схема обладает входным сопротивлением более 1010 Ом



                                                          Рис. 4.50

Усилитель с регулируемой ООС. Усилитель (рис. 4.53) при коэффициенте усиления в преде­лах 10 обладает входным сопро­тивлением более 1010 Ом. Коэффи­циент усиления может меняться в. достаточно широких пределах с помощью потенциометра R5. Фор­ма АЧХ усилителя в зависимости от сопротивления R0 проиллюст­рирована графиках рис 453. В полосе 50 кГц напряжение шу­ма усилителя равно 1 — 2 мкВ. При использовании вместо микро­схемы DA1 полевых транзисторов типа КПЗОЗВ не рекомендуется устанавливать коэффициент уси­ления более 10. В этом случае не­обходимо также обращать вни­мание на температурный и вре­менной дрейфы.

Простой мостовой электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис. 4.54) состоит из транзисторно-резистор­ного моста и усилителя на микросхеме и позволяет измерять входной ток до 2-10-15 А. В усилителе применен полевой транзистои VT, входное сопротивление которого более 10й Ом. Динамический диа­пазон входного напряжения ±0,7 В. Коэффициент усиления схемы равен 10. Верхняя граничная частота усилителя зависит от выход­ного сопротивления генератора сигнала и входной емкости полевого транзистора VT.

Мостовой электрометрический усилитель. Усилитель собран по мостовой схеме (рис. 4.55), в одно плечо которого включен полевой транзистор VT. Для уменьшения температурного.дрейфа усилителя в схему введены элементы подстройки режима работы полевого транзистора и балансировки моста. Напряжение на истоке транзисто­ра устанавливается с помощью подстроечного резистора R3. Баланси­ровка моста осуществляется подстроечным резистором R4 В схеме моста желательно использовать резисторы с малым температурным дрейфом.


При использовании проволочных резисторов, вызывающихтемпературный дрейф выходного напряжения 700 мкВ/град, что зна­чительно выше температурного дрейфа от полевого транзистора (4 — 7 мкВ/град), компенсации температурного дрейфа следует доби­ваться с помощью терморезистора R6. В этом случае температурный дрейф может быть снижен до 40 мкВ/град.

 

                                          Рис. 4.51



                                          Рис. 4.52



                               Рис. 4.53                                                          Рис. 4.64



                   Рис. 4.55                                                          Рис. 4.56

Выходной сигнал моста усиливается микросхемой, необходимый коэффициент усиления которой устанавливается резистором R7. Вся схема охвачена общей ООС. Эта связь осуществляется резисторами R1 и R8 — R10. Усилитель может быть использован для измерения тиков порядка 10-13 — 10~12 А. Чувствительность схемы равна 3-10-14 А при соотношении сигнал-шум, равном 3. Диапазон вход­ных напряжений 0,6 — 6 В. Температурный дрейф 40 мкВ/град. Вре­менной дрейф 10-18 А, ч. Полоса пропускания 0 — 7 Гц. Кроме интег­ральной микросхемы К140УД1Б в устройстве можно применить мик­росхему К153УД1.

Электрометрический усилитель. Электрометрический усилитель (рис. 4.56) позволяет измерять входные токи 5- 10-16 — 5-10~12 А. На входе усилителя применен полевой транзистор VT в схеме истокового повторителя. Сигнал с истока полевого транзистора подается на вход ОУ. Для уменьшения временного и температурного дрейфов полево­го транзистора ток через него (0,3 мА) стабилизирован резисторами R1 и R2 и стабилитроном VD1. Сопротивление резистора R2 следует подбирать с учетом разброса параметров полевого транзистора. Для получения малой рассеиваемой мощности транзистором VT потен­циал стока ограничивается стабилитроном VD2. Выходной сигнал полевого транзистора подается на инвертирующий вход интеграль­ной микросхемы. На неинвертиующий вход этой микросхемы пода­ется постоянное напряжение, с помощью которого согласуются входы усилителя по постоянному уровню.


Резистор R8 осуществля­ет грубую, резистор R7 — плавную балансировку ОУ. Для уменьше­ния статического заряда в цепи затвора полевого транзистора слу­жит резистор R4 Параллельно этому резистору может быть включе­на цепочка R5, С1, которая увеличивает коэффициент усиления и расширяет полосу пропускания усилителя. Постоянная времени при этом уменьшается с 0,1 до 15 мс. С расширением полосы шум уси­лителя увеличивается до 2-10~15 А (для узкой полосы он не превы­шает 8-10~1в А). Максимальное выходное напряжение ±5 В. Дрейф нуля составляет 0,9 мВ в диапазоне температур 20° — 45° С. Времен­ной дрейф ±0,9 мВ/ч.



                                          Рис. 4.57

Дифференциальный электрометрический усилитель. Входной кас­кад усилителя (рис. 4.57) выполнен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Для стабилизации параметров усилителя при­менена 100%-ная ООС. При разомкнутой цепи ОС коэффициент усиления составляет 104. Постоянная времени входной цепи для R1=1012 Ом равна 0,1 с, а для R1=10М Ом — 10 с. Такого же поряд­ка выбирается постоянная времени на выходе ОУ. Временной дрейф за 1 ч равен 0,5 мВ для R1=1012 Ом и 3 мВ для R1=104 Ом. Темпе­ратурный дрейф в диапазоне от — 30 до 4-50 °С менее 0,1 мВ/град при R1=1012 Ом. Шумы на выходе составляют 1,5 мВ для Rl = = 1012 Ом и 3 м.В для R1=1014 Ом. Пороговая чувствительность для 1012 Ом составляет 1,5-10-15 А, а для 1014 Ом — 3-1Q-17 А. При за­мене микросхемы К140УД1Б на микросхему К153УД1 в два раза увеличивается шумовая составляющая сигнала на выходе схемы.

Повторитель напряжения. Повторитель (рис. 4.58) собран на двух интегральных микросхемах. Предварительный дифференциаль ный каскад выполнен на сборке полевых транзисторов DA1. Входное сопротивление его равно 2-109 Ом. Для стабилизации режима поло­вых транзисторов по току в цепь истоков включен генератор тока на транзисторе VT. Температурная стабилизация коллекторного тока транзистора VT осуществляется с помощью диода VD1. Выходной сигнал дифференциального каскада поступает на входы ОУ.


Связь выхода ОУ с затвором правого ( по схеме) полевого транзистора обеспечивает 100%-ную ООС. Для устранения самовозбуждения в схему введены две корректирующие цепочки, состоящие из эле­ментов R7, Cl, C2, СЗ. При разомкнутой ОС общий коэффициент усиления составляет 80 дБ. Верхняя частота полосы пропускание равна 50 кГц. Коэффициент ослабления синфазного входного напря­жения не менее 70 дБ. а температурный дрейф не более 5 мкВ/град. Усилитель с ООС. Усилитель (рис. 4.59) имеет входное сопротив­ление 5 МОм при полосе пропускания от 2 Гц до 100 кГц. Коэффи­циент усиления не менее 103. Максимальная амплитуда неискаженно го выходного сигнала 5 В. Усилитель устойчиво работает в диапазоне температур от — 20 до +60 °С. Стабильность параметров усилителя достигнута полной ООС по постоянному току. Полоса пропускания может быть уменьшена изменением параметров цепочки R6, С2. Транзисторы VT1 и VT2 могут быть заменены на интегральную мик­росхему К504НТ4, в которой транзисторы незначительно отличаются между собой по параметрам. Это позволит значительно улучшить параметры усилителя. Кроме того, транзисторы VT3 — VT5 можно заменить микросхемой К198НТ4. При замене транзисторов микро­схемой необходимо уменьшить напряжение питания.



                   Рис. 4.58                                  Рнс. 4.59

9. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ

Широкополосный усилитель на микросхеме К140УД5А. Уси­литель (рис. 4.60) имеет полосу пропускания от 20 Гц до 2 МГц. Максимальный коэффициент усиления схемы равен 100, при коэффи­циенте усиления каждого каскада 10 раз. Введение в схему аттенюа­тора позволяет регулировать коэффициент усиления дискретно с ша­гом 10. Для устранения самовозбуждения ОУ должны быть включе­ны следующие корректирующие элементы: между выводами 2 и 4 — конденсатор емкостью 18 пФ и между выводами 2 и 12 — емкостью 56 пФ.



                                           Рис. 4.60                                                          Рис. 4.61



Широкополосный предусилитель. Сигнал на вход усилителя (рис. 4.61) поступает от датчика с большим внутренним сопротивле­ нием через кабель. Емкость кабеля значительно ограничивает полосу частот передаваемого сигнала. Для компенсации емкости на экранипирующую оплетку кабеля пода­стся выходной сигнал. Для защи­ты or внешних помех кабель по­мещается в дополнительный эк­ран. Такая схемная нейтрализация емкости кабеля позволяет расши­рить полосу пропускания усили­теля до 30 кГц при выходном со­противлении датчика около 10 МОм.

Входной сигнал с централь­ной жилы кабеля поступает на за­твор истокового повторителя на VT1, нагрузкой которого является транзистор VT2. Применение ди­намической нагрузки у полевого транзистора позволяет получить входное сопротивление усилителя более 50 МОм. К выходу нстоко-вого повторителя подключается, усилитель на транзисторах VT3 и VT4, охваченных ООС. Коэффициенты усиления каскада на VT3, VT4 устанавливается резистором R6. С выхода этого усилителя сиг­нал ООС подается на внутренний экран кабеля. Степень компенса­ции зависит от коэффициента усиления на VT3, VT4. Емкость кабе­ля ослабляется в 1/(1 — K) раз, где К близок к 1. В результате можно получить эквивалентную емкость на входе кабеля не более 1 пФ. Уровень собственных шумов усилителя не превышает 200 мкВ, динамический диапазон — 1,5 В, полоса пропускания 1 Гц — 30 кГц. Повторитель с большим динамическим диапазоном. Истоковый повторитель (рис. 4.62) имеет входное сопротивление более 10Э Ом и входную емкость менее 2 иФ. Большой диапазон входных сигналов (около 240 В) достигается применением высоковольтного источника и соответствующих транзисторов. Полевой транзистор питается от дополнительного источника Ua. Поскольку один вывод источника Е подключен к выходу, то образуется следящая ОС, которая уменьша­ет емкость затвор — сток.

Истоковыи повторитель. Повторитель сигналов (рис. 4.63) имеет входное сопротивление около 1010 Ом. Коэффициент передачи равен 0,998, Входной каскад повторителя построен на полевом транзисторе, к выходу которого подключен составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT2 и VT3. Для стабилизации работы входного кас­када на VTJ в сток включен генератор тока на транзисторе VT4, напряжение на базе которого застабилизировано диодом VD1 и введена цепочка стабилитронов VD2, VD3. Диод VD2 позволяет обеспечить постоянную разность потенциалов между затвором и стоком при изменениях входного напряжения на затворе.


Диод VD3 стабилизирует напряжение на резистор R3 и, следовательно, ток стока транзистора VT1. Ток стока транзистора VT1 выбирают на порядок меньше тока, протекающего через диоды VD2 и VD3. Гальваническая связь всех элементов позволяет использовать схему для передачи сигналов низких и инфранизких частот. Входной сиг­нал не должен превышать 2 В.



                   Рис. 4.62                      Рис. 4.63                                  Рис. 4.64



                          Рис. 4.65

Малошумящий предусилитель. На входе усилителя (рис. 4.64) применен полевой транзистор в схеме ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, СЗ сигнал ОС подается в исток полевого транзистора, а с истока через кон­денсатор С2 и резистор R3 — на затвор VTL Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и существенно уменьшить входную емкость. Значение вход­ной емкости ограничивается емкостью монтажа и лежит в пределах 5 — 10 пФ. Коэффициент усиления схемы может быть выбран в ши­роких пределах — от 1 до 100, при этом сответственно меняется и верхняя граничная частота полосы пропускания. Для коэффициента усиления, равного 4, полоса пропускания составляет 100 Гц — 40 МГц. Уровень шумов, приведенный ко входу, равен 100 мкВ при входном сопротивлении 30 МОм. Максимальное выходное напряже­ние равно ±1,5 В при коэффициенте гармоник не более 5 %. Диа­пазон температур от — 60 до +60 °С.

10. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с нейтрализацией. Усилитель на полевых транзи­сторах (рис. 4.65) работает в широком диапазоне температур от — 196 до +85 °С. Режим по постоянному току устанавливается ре­зисторами автосмещения R3, R6 и R8 таким образом, чтобы рабочая точка полевых транзисторов соответствовала минимальному температурному дрейфу тока стока Полоса пропускания усилителя равна 10 Гц — 1 МГц. Широкополосность обеспечивается малой входной емкостью.


Уменьшение влияния емкости полевого транзистора до­стигается нейтрализацией, осуществляемой за счет ООС в исток и сток входного транзистора. Входная емкость лежит в пределах 1 — 2 пФ. Шумы усилителя эквивалентны сопротивлению 10 кОм для температуры 77 К и 50 кОм для температуры 293 К. Входное сопро­тивление усилителя около 8 МОм, а выходное — около 100 Ом.

Транзисторный широкополосный усилитель. Коэффициент усиле­ния усилителя (рис. 4.66) в полосе частот от 5 Гц до 15 МГц состав­ляет около 15 дБ. Усилитель охвачен глубокой ООС, что обеспечи­вает стабильность его основных характеристик. Защита от самовоз­буждения обеспечивается выбором необходимых соотношений посто­янных времени каскадов. Для уменьшения нижней граничной частоты полосы пропускания применяется полевой транзистор, обеспечиваю­щий входное сопротивление около 2 МОм. Большое входное сопро­тивление каскада позволяет уменьшить емкость конденсатора С1. Нагрузкой цепи стока полевого транзистора VT2 является генера­тор тока на транзисторе VT1. Эта динамическая нагрузка дает возможность увеличить усиление первого каскада и тем самым глу­бину ООС. Кроме того, эта же нагрузка позволяет уменьшить нелинейные искажения входного каскада и довести их до 0,2 % в полосе частот до 3 МГц. Для уменьшения выходного сопротивле­ния входного каскада применяется эмиттерный повторитель на тран­зисторе VJ3. Транзистор VT4 увеличивает общий коэффициент уси­ления и обеспечивает необходимый базовый ток транзистора VT5, который работает на низкоомную нагрузку. Усилитель работает в диапазоне температур от — 10 до +50 °С.

Усилитель с непосредственной связью. В усилителе (рис. 4.67) используется непосредственная связь между каскадами. Коллектор­ные токи транзисторов относительно невелики. В этой связи шумы усилителя сведены к минимуму и составляют приблизительно 10 мкВ в полосе частот от 2 Гц до 100 кГц. Наличие полевого транзистора в первом каскаде позволяет получить входное сопротивление около 5 МОм.


В случае необходимости увеличения входного сопротивления следует изменить сопротивление резистора R1. Шумы усилителя в этом случае возрастут. Ко­эффициент усиления можно ме­нять от 100 до 4000 подстроеч-ным резистором R7. Исключе­ние из схемы конденсатора С1 позволяет использовать усили­тель для передачи сигналов по­стоянного тока. При этом дрейф составит 1,5 мВ за 8ч работы.



                               Рис. 4.66                                              Рис. 4.67



                                                          Рис. 4.68

Чувствительный усилитель. Схема (рис. 4.68) предназна­чена для усиления сигналов в диапазоне частот от 100 Гц до 1,2 МГц; коэффициент уси­ления порядка 104. Входной шум при сопротивлении гене­ратора 5 кОм равен 40 мкВ, максимальный выходной сигнал 1,5 В, входное сопротивление 2,5 МОм. Схема содержит пять каска­дов усиления. Входной каскад на полевом транзисторе VT1 выпол­нен по схеме с ОИ. Два последующих каскада собраны по идентич­ной схеме. В этой схеме для стабилизации параметров усилителя применены две цепи ООС через резисторы R3 и R6, R12 и R15.



                                           Рис. 4.69

Последний каскад с ОС через R20 обеспечивает усиление около 20 и малое выходное сопротивление. Вместо дискретных компонентов возможно применение интегральной микросхемы К122УС1.

Широкополосный усилитель. Усилитель состоит из трех каскадов (рис. 4.69). Каждый каскад имеет коэффициент усиления около 30. Полоса пропускания усилителя от 1 кГц до 1 МГц. При использова­нии транзисторов с более высокой граничной частотой, например КТ360 и КТ324, полоса пропускания может быть расширена до 100 МГц. Несмотря на то, что общий коэффициент усиления более 2-104, усилитель устойчив. Это происходит, в частности, за счет того, что каждый каскад питается от отдельного источника питания. Принцип построения усилителя можно использовать при создании ре­зонансного усилителя с большим коэффициентом усиления.



II. КАБЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с низкоомным выходом. Усилитель (рис. 4.70) предназначен для работы на кабель с волновым сопротивлением 50 Ом. Коэффициент усиления равен единице. Максимальная ампли­туда входного сигнала около 10 В. С помощью резистора R3 уста­навливается нулевое напряжение на выходе. Входное сопротивление каскада более 50 кОм. Полоса пропускания усилителя более 10 МГц.

Транзисторы VT1 и VT3 находятся в открытом состоянии. При достаточно близких параметрах транзисторов на входе схемы полу­чается потенциал, практически равный нулю. В то же время паде­ние напряжения на базо-эмиттерном переходе транзистора VT1 слу­жит открывающим потенциалом для транзистора VT2. Аналогичным образом связаны и транзисторы VT3 и VT4. По этой причине на выходе схемы отсутствует «ступенька» напряжения при переходе входного сигнала через нулевой уровень. Для устранения постоян­ного напряжения на выходе схемы, возникающего из-за разброса сопротивлений резисторов и параметров транзисторов, служат потен­циометр R5 и резистор R4.

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.71) располагается в непосредственной близости от микрофона. Выходной сигнал усили­теля снимается с резистора R4. Смещение в базу транзистора VT1 и температурная стабилизация усилителя обеспечиваются делителем R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первого каскада и одно временно осуществляет ООС во втором каскаде. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротив­ление около 600 Ом. Нижняя граничная частота усилителя равна 16 Гц. Общий коэффициент усиления схемы (150 — 250) зависит от коэффициента передачи применяемых транзисторов.



                   Рис. 4.70                                  Рис. 4.71

 

Выносные предварительные усилители. Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных устройств, применяются уси­лители (рис. 4.72), выходной сигнал которых и напряжение питания к которым проходят по одним и тем же проводам.


Во всех усилите­ лях нагрузка помещена на конце кабеля, а ток от источника питания проходит через нагрузочный резистор.

На рис. 4.72, а приведена простая схема усилителя со 100 %-ной ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно Rвx= =2-103 МОм, Свх=2,5 пФ. Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9 — 0,92. Шумы усилителя в полосе частот от 5 Гц до 300 кГц равны 10 мкВ для замкнутого входа, а при входной емкости 100 пФ — 12 мкВ. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экрани­ровка усилителя и использование на печатной плате компенсационных дорожек.

В схеме усилителя на рис. 4.72, б для компенсации входной емко­сти полевого транзистора применена динамическая нагрузка, выпол­ненная на транзисторе VT2. Введение этого транзистора значительно увеличивает глубину ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно Rвх>3-103 МОм, Свх<1,1 пФ. Коэффициент усиления близок к единице.



                                                          Рис 4.72

Применение в схеме рис. 4.72, в дополнительного усилительного каскада на транзисторе VT3 в петле ОС ведет к сужению полосы пропускания, которая в данном случае составляет от 5 Гц до 7 МГц. Коэффициент передачи близок к единице. Входное сопротивление на низких частотах 8-103 МОм, а входная емкость до частоты 1 МГц не превышает 0,09 пФ. Шум в полосе частот 5 Гц — 300 кГц равен 8 мкВ при замкнутом входе. При входной емкости 100 пФ шум не увеличивается. Однако для емкости 10 пФ шум равен 30 мкВ, при 1 пФ — 200 мкВ.

На входе усилителя, изображенного на рис. 4.72,г, отсутствует входной разделительный конденсатор. Этот усилитель имеет коэффи­циент усиления 12, входное сопротивление 500 МОм и входную емкость 2,7 пФ. Полоса пропускания ограничена частотой 1 МГц, поскольку применены низкочастотные полевые транзисторы. Уровень собственных шумов при емкости на входе 100 пФ равен 30 мкВ.

Схема усилителя рис. 4.72, д состоит из двух каскадов: истоко-вый повторитель — транзистор VT1 и усилителя на составном тран­зисторе с полной ООС.


Напряжение между истоком и стоком поле­ вого транзистора не превышает падения напряжения на переходе база — эмиттер транзистора VT2. Малое напряжение сток — исток полевого транзистора позволяет существенно уменьшить шумы уси­лителя в области низких частот. Основные параметры усилителя: входное сопротивление 800 МОм, входная емкость 0,5 пФ, коэффи­циент усиления 0,98 в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц, напря­жение шума 35 мкВ.

Антенный усилитель. Двухтранзисторный усилитель (рис. 4.73, а) предназначен для работы в полосе частот от 100 кГц до 35 МГц. Усиление сигнала осуществляется транзистором VT1. Транзистор VT2 служит для уменьшения емкости нагрузки VT1 и стабилизации коэффициента усиления. Непо­средственная связь между тран­зисторами и с выхода усилителя на базу VT1 при R4 стабилизи­рует режим работы усилителя как по постоянному, так и по перемен­ному токам. Форма амплитудно-частотной характеристики усили­теля зависит от емкости конден­сатора СЗ. Эта зависимость пока­зана на рис. 4.73, в. Меняя ем­кость конденсатора, можно до­биться неравномерности частотной характеристики менее ±3 дБ. Влияние емкости конденсатора СЗ на амплитудную характеристику проиллюстрировано на рис. 4.73, б.



                                                          Рис. 4.73                                                                  Рис. 4.74

Согласующий каскад. При передаче импульсных сигналов через кабель уделяется большое внимание согласованию кабеля по входу и выходу. Если кабель не оканчивается согласованной нагрузкой, то одиночный импульс отражается в нем несколько раз. Чтобы изба­виться от рассогласования, необходимо применить на выходе кабеля диодные ограничители. Когда импульсный сигнал с амплитудой 5 В приходит на базу выходного транзистора, то отраженный сигнал ограничивается диодом VD1 (рис. 4.74). Уничтожение паразитных выбросов отрицательной полярности осуществляется диодом VD2. Наличие двух диодов на выходе кабеля позволяет согласовать сиг­налы, передаваемые интегральной микросхемой на вход другой мик­росхемы.



12. МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Гальванометр. Прибор (рис. 4 75) предназначен для изме­рения токов от 0, 2 нА. Усилитель постоянного тока собран по диф­ференциальной схеме на полевых транзисторах. Измерительный при­бор включен между истоками полевых транзисторов. Для уменьше­ния наводок переменного тока к затвору транзистора VTJ подклю­чена цепочка Cl, R2. Балансировка схемы осуществляется резисто­ром R4. Компенсация влияния тока затвора VT1 реализуется пода­чей с подстроечного резистора R7 в цепь затвора VT1 через R1 на­пряжения подпитки. Для измерения токов 10 нА на вход необходи­мо подключить резистор с сопротивлением 100 МОм, для 100 нА — 10 МОм, для 1 мкА — 1 МОм, для 10 мкА — 100 кО.м. Падение напряжения на входном резисторе не более 1 В.



                   Рис. 4.75                                  Рис. 4.76

Для уменьшения температурного дрейфа в схеме целесообразно применить согласованные по параметрам полевые транзисторы, ко­торые находятся в микросхемах К504НТ1 — К504НТ4 с любым бук­венным индексом.

Милливольтметр. Прибор (рис. 4.76) переменного напряжения имеет входное сопротивление 2 МОм. Чувствительность определяется коэффициентом усиления, максимальное значения которого равно 10. В случае необходимости усиление можно увеличить за счет умень­шения сопротивления резистора R4.

Дифференциальный электрометрический усилитель. С помощью усилителя (рис. 4.77) можно измерять токи до 10-10 А. Входное сопротивление равно 1 ГОм, так что от максимального тока на нем развивается напряжение 100 мВ. Это напряжение подается на изме­рительную схему. С помощью резистора R4 устанавливается предел измерения. Нуль измерительного прибора или баланс усилителя осу­ществляется резистором R5, Верхний предел измеряемого тока можно увеличить, уменьшив включаемое на входе сопротивление. Суммарная погрешность усилителя не превышает 3 %.

Приставка для измерения малых токов. Измеритель (рис. 4.78) собран по схеме дифференциального усилителя с полевыми транзис­торами на входе.


На выходе схемы стоит стрелочный прибор с пре­делом измерения 100 мкА. Большое входное сопротивление полевых транзисторов позволяет измерять токи до 10~8 А. Пределы измере­ния можно менять, подключая различные входные резисторы R1. В этом случае необходимо менять и резистор R8, который включен последовательно со стрелочным прибором.

Для уменьшения чувствительности усилителя к посторонним по­мехам и наводкам его входная цепь включена по параллельной ба­лансной схеме с введением в цепь истока стабилизатора тока, постро­енного на транзисторе VT5. Такое схемное решение позволило полу­чить подавление синфазных помех более 80 дБ. С целью ограничения случайных перегрузок измерительного прибора к выходу подключают два параллельно соединенных диода. Они замыкают накоротко выход-при напряжении на них любой полярности, превышающем 0,5 В. Для уменьшения ошибки измерения тока конденсатор во входной цепи должен иметь сопротивление изоляции более 1013 Ом. Указанные на схеме сопротивления резисторов R3, R9 и R16 соответствуют напря­жению отсечки полевых транзисторов, равному 1,5 В. В этом случае напряжение смещения на затворе, соответствующее термостабиль­ной точке, составляет примерно 0,8 В, а ток покоя стока равен 0.7 мА. Для других параметров полевых транзисторов сопротивле­ния резисторов, отмеченных звездочкой, должны быть подобраны Вольтметры на полевых транзисторах. Простои вольтметр посто­янного тока (рис. 4.79,а) позволяет измерять напряжения от — 1 до + 1 В. Входное сопротивление более 100 МОм. При нулевом напря­жении на входе через измерительный прибор протекает ток, значение которого регулируется резистором R2. С помощью этого резистора -стрелка прибора устанавливается в середине шкалы.



                               Рис. 4.77



                                                          Рис. 4.78

Для компенсации тока покоя полевого транзистора возможно применение мостовой схемы (рис. 4.79,6). Одно плечо моста образо­вано полевым транзистором, а другие — резисторами R2 R4__R6



С помощью резистора R5 устанавливается нулевое положение стрел­ки измерительного прибора. Положение рабочей точки транзистора задается смещением на затворе с помощью резистора R6 Полное отклонение стрелки прибора соответствует подаче на вход напряже­ния 0,3 В. Пределы измерений можно менять подбором резистора R3. Для увеличения чувствительности вольтметра в два раза можно применить схему с двумя полевыми транзисторами (рис 4 79 в)



                                          Рис. 4.79

 

Эта симметричная мостовая схема нечувствительна к изменению пи-тающего напряжения.

Дифференциальный измеритель малых токов. Схема (рис. 4.80, а) позволяет измерять ток до 10-14 А, Это достигнуто благода­ря использованию в схеме полевых транзисторов VT1 и VT2 с изо­лированным затвором. Биполярные транзисторы уменьшают выход­ное сопротивление каскада. С помощью резистора R3 балансируют­ся плечи моста. Пределы измерения можно регулировать резистором R4 При хорошо подобранных полевых транзисторах схема нечувст­вительна к изменению питающего напряжения. При значительных IКБО транзисторов в VT3 и VT4 целесообразно ввести резисторы сопротивлением 3 кОм между базой и эмиттером.

 



                                                          Рис. 4.80

В схеме pud. 4.80, б применены полевые транзисторы, которые имеют входной ток 10~9 А. Начальный ток стока при £УСи =1,5 В и УЗН =0 равен примерно 500 мкА. Крутизна равна 0,2.

13. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Повторители с большим входным сопротивлением. На рис. 4.81,а изображен повторитель с входным сопротивлением 220 МОм. В этом повторителе для температурной стабилизации в цепь истока включен генератор тока. Ток стока полевого транзисто­ра соответствует его термостабильной точке. Следует учесть, что протекающий через полевой транзистор ток меняется в зависимости от входного сигнала. Нагрузочная способность схемы определяется транзистором VT2. Выходное сопротивление каскада менее 10 Ом. Напряжение входного сигнала ±6 В.


Частотный диапазон работы от 0 до 106 Гц. Температурный дрейф нуля равен 100 мкВ/град.



                                                          Рис. 4.81



                                                          Рис. 4.82

Усилитель на рис. 4.81,6 имеет коэффициент усиления от 10 до 100 в зависимости от сопротивления резистора R9 в цепи ООС. Установка нулевого значения постоянного напряжения на выходе осуществляется резистором R2. Диапазон изменения входного сиг­нала от — 1 до +1 В. Частотный диапазон работы схемы от 0 до 1 МГц. Выходное сопротивление равно 10 Ом. Температурный дрейф нуля составляет 50 мкВ/град.

Широкополосный усилитель. Усилитель (рис. 4.82) построен на двухсоставных повторителях на транзисторах VTJ, VT2 и VT5, VT6. За счет глубокой ООС осуществляется компенсация емкости затвор — исток полевого транзистора. Эта компенсация позволяет поднять граничную частоту повторителя до 1 МГц. Дифференциаль­ный сигнал с повторителей подается на усилитель, который объеди­няет выходы. Коэффициент усиления определяется отношением ре­зисторов R6/R5.



                               Рис. 4.83                                                          Рис. 484



                          Рис. 485

Пиковый вольтметр. При­бор (рис. 4.83) имеет чувстви­тельность 20 мВ при полном отклонении стрелки измери­тельного прибора. Полоса про­пускания устройства от 2 Гц до 10 кГц.

Измеритель малых сигналов. Измеритель (рис. 4.84) построен на ОУ, в цепи ОС которого включен диодный мост. Входное напря­жение на неинвертированном входе будет скомпенсировано напря­жением ОС на инвертированном входе. Ток, протекающий в цепи ОС, равен UBX/R1. Индикаторный прибор с пределом измерения Imах= = 100 мкА регистрирует входные сигналы с амплитудой UBХ=R1Imax, т (.-. (У„х — 1 кОм-100 мкА=0,1 В. Чтобы уменьшить минимально иозможный входной сигнал, необходимо уменьшить сопротивление резистора RI. Так, для R1 = 10 Ом UBx=l мВ. Амплитуда выходного сигнала ОУ равно 0,9 В.


В схеме можно применить любой ОУ: К140УД1 — К140УД8, К153УД1, К284УД1.

Чувствительный измеритель. Измерительное устройство (рис. 4.85) обладает чувствительностью 10 мВ при отклонении стрелки измерительного прибора на всю шкалу. Полоса рабочих ча­стот от 10 Гц до 100 кГц. Максимальный коэффициент усиления более 100. Требуемый коэффициент усиления устанавливается с по­мощью резистора R5. Установка нуля прибора осуществляется ре­гулировкой напряжений в коллекторах транзисторов VT2 и VT3. Грубая регулировка выполняется с помощью резистора R4, который изменяет ток, протекающий через полевые транзисторы. Точная на­стройка выполняется резистором R3. Измеритель рассчитан на пара-фазный входной сигнал.

14. ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ УПЧ

Каскодный резонансный усилитель. В основу усилителя по­ложена интегральная микросхема К224УС1 (рис. 4.86, а). Схема УВЧ приведена на рис. 4.86,6. Потенциометр R1 позволяет изменять коэффициент усиления каскада до 100. Параметры микросхемы позво­ляют создать усилитель на частоты до 100 МГц. Входное сопротив­ление равно 150 Ом.

Усилитель промежуточной частоты звука. Усилитель (рис. 487,6) выполнен на микросхеме К224УС8 (рис. 4.87, а), специ­ально рассчитанной для работы в усилителе промежуточной частоты (УПЧ) звукового сопровождения. На вход схемы подастся сигнал с частотой 6,5 МГц. Микросхема усиливает и одновременно ограничивает сигнал. Полоса пропускания не менее 250 кГц Коэффициент усиления более 100. С помощью потенциометра R1 можо регулиро­вать усиление каскада более чем в 100 раз.

Приемник с прямым преобразованием в диапазоне 80 м. Схема приемника (рис. 4.88) построена на базе двух микросхем cepии К237. Микросхема DAI выполняет функции УВЧ с входным конту­ром L1C2C3 гетеродина, частота настройки которого определяется контуром L2T9C10, и балансного смесителя, нагрузкой которого яв­ляется контур L3, С8, настроенный на промежуточную частоту.

Сигнал промежуточной частоты проходит ФСС и поступает на вход микросхемы DA2, где он детектируется и усиливается.


Нагруз­кой является телефон с сопротивлением 200 Ом.

Настройка приемника осуществляется блоком конденсаторов СЗ, С9. Коэффициент усиления по высокой частоте регулируется пе­ременным резистором R2 путем изменения напряжения на коллек­торе транзистора УВЧ. Усиление по промежуточной частоте опреде­ляется резистором R4.



                                          Рис. 4.86



                                          Рис. 4.87



                                          Рис. 4.88



                                          Рис. 4.89

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К224УС2. Усилитель промежуточной частоты на 465 кГц построен на трех мик­росхемах (рис. 4.89). Первые две микросхемы работают в каскадах, выполненных по апериодической схеме. Последний каскад выполнен по схеме резонансного усилителя. Резистор R6 определяет полосу пропускания усилителя. В первом каскаде на вывод 2 микросхемы подводится напряжение АРУ, которое при отсутствии сигнала долж­но быть равно 1,5 В, при этом усиление УПЧ максимально и равно 103. При использовании в схеме детектора микросхемы К224ЖАГ можно обеспечить изменение выходного сигнала УПЧ на 1 дБ при изменении напряжения на входе более 40 дБ. Входной сигнал УПЧ может меняться в пределах от 102 до 104 мкВ. Резистором R5 уста­навливается эмиттерный ток транзистора последнего каскада.

15. ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Линейный полосовой усилитель. Усилитель построен на двух ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.90). На DAI выполнен усилитель с пере­менным коэффициентом усиления. Для уменьшения сдвигов посто­янной составляющей на выходе DA1 изменение коэффициента усиле­ния производится одновременным изменением резисторов как в цепи ОС, так и в неинвертирующем входе (переключатель П2). Нижняя граничная частота усиления определяется положением переключате­ля П1: 0,1; 6; 16; 160; 1600; 16000 Гц. Верхняя граничная частота определяется положением переключателя П3: 10; 100 Гц; 1; 10; 100 кГц и 1 МГц.

Следует учесть, что ОУ типа К140УД1Б имеет спад АЧХ с кру­тизной 6 дБ/октава, начиная с частоты 10 кГц, так что при коэффициенте усиления 500 верхняя гра­ничная частота усилителя будет равна 5 кГц.





                                          Рис. 4.90



                               Рис. 4.91

Усилитель промежуточной ча­стоты с АРУ на микросхеме К157УСЗ. Принципиальная схема К157УСЗ приведена на рис. 4.91, а, а периодический УПЧ на ней на рис. 4.91,6. В усилителе интеграль­ная микросхема выполняет не­сколько функций. В ней происхо­дит усиление сигнала с частотой 465 кГц, детектирование этого сигнала и усиление постоянной составляющей в цепи АРУ. Для входного сигнала, имеющего глубину модуляции 30% для сигналов от 50 мкВ до 3 мВ, выходной сигнал меняется не более чем на 6 дБ. Для входного сигнала 0,3 мВ коэффициент гармоник по модулирующему сигналу не более 3 %. Коэффициент усиления схемы более 103. Напряжение сигнала АРУ должно находиться в пределах 3 — 4,5 В.



                                          Рис. 4.92

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К122УС2Б. Схема УПЧ (рис. 4.92) содержит два резонансных каскада усиления, детектор и УПТ цепи АРУ. Чувствительность схемы 10 мкВ. Напря­жение шума, приведенное ко входу, 1 мкВ. Полоса пропускания 15 кГц. Схема АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала на 6 дБ при изменении входного сигнала на 46 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Усилитель по­строен на ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.93), в цепь ООС которого включен контур. Часть выходного сигнала с делителя R2, R3 по­дается на неинвертирующий вход ОУ. На резонансной частоте кон­тура без ПОС усиление каскада будет определяться выражением Kу u = wL/R1 — l/wCR1. При введении ПОС усиление каскада увели­чивается, а полоса пропускания усилителя сужается, т. е. увеличива­ется эквивалентная добротность контура. Усилитель имеет низкое полное выходное сопротивление, что упрощает согласование его с последующими устройствами. Верхняя граничная частота использо­вания схемы определяется частотными свойствами ОУ.

Логарифмический усилитель. Усилитель (рис. 4.94) состоит из транзистора VT1, колебательного контура, настроенного на частоту 100 кГц, схемы детектирования, включающей конденсаторы С2, СЗ, диоды VD2, VD3 и УПТ на транзисторе VT2. Последний управляет базовым током транзистора VT1, что приводит к изменению коэффициента усиления каскада.


При увеличении амплитуды входного сигнала, когда напряжение на конденсаторе СЗ оказывается доста­точным для открывания транзистора VT2, напряжение на его кол­лекторе будет уменьшаться, что приведет к уменьшению коэффици­ента передачи транзистора VT1. В результате амплитудная харак­теристика близка к логарифмической. Максимальный коэффициент усиления схемы около 100.



       Рис. 4.93                                  Рис. 4.94

16. УСИЛИТЕЛИ С АРУ

Усилитель с гистерезисной характеристикой. В основу этой схемы (рис. 4.95) положена схема логарифмического усилителя. От­личительной особенностью схемы является дополнительный каскад на VT3, осуществляющий ПОС по постоянному току.

При отсутствии входного сигнала базовый ток транзистора VT1 определяется резисторами Rl, R6 и напряжением питания. Коэффи­циент усиления каскада около 10. Когда амплитуда входного сиг­нала достигнет 20 мВ, на выходе детектора появится постоянное напряжение, открывающее транзистор VT2. Уменьшение напряже­ния на коллекторе этого транзистора откроет транзистор VT3. В его коллекторной цепи появится постоянное напряжение, которое смес­тит рабочую точку транзистора VT1 в область с большим усилени­ем. В результате амплитуда переменного сигнала в коллекторе тран­зистора VT1 увеличится. Это в свою очередь приведет к дальнейше­му увеличению усиления транзистора VT1. Коэффициент усиления схемы увеличится до 400. Транзистор VT3 полностью откроется. При уменьшении амплитуды входного сигнала в режиме максималь­ного усиления схема вернется в исходное состояние. Переход про­изойдет при амплитуде 8 мВ.

Составной каскад. Резонансный усилитель, схема которого пред­ставлена на рис. 4.96, а, настроен на частоту 465 кГц. Полоса про­пускания контура 2,5 кГц. Коэффициент усиления на резонансной частоте определяется Kу.и = 1 + (RoefRa) = 100, где Roe — резонансное сопротивление контура. Коэффициент усиления практически не зави­сит от сопротивления нагрузки при Rн>5 кОм (рис. 4.96,6).


В уси­ лителе предусмотрено управление коэффициентом передачи при изме­нении смещения транзистора VT1. Зависимость коэффициента усиле­ния от управляющего напряжения представлена на рис. 4.96, в. При включении последовательно двух каскадов необходимо введение рези­стора сопротивлением R=l кОм между этими каскадами.



                                          Рис. 4.95



                                                          Рис. 4.96

Усилитель с управляемым коэффициентом усиления. Усилитель (рнс. 4.97, а) содержит два одинаковых резонансных каскада на составных транзисторах VT2, VT3 и VT5, VT6. На входе каждого каскада включен управляемый Т-образный аттенюатор, в качестве горизонтального плеча которого использованы полевые транзисторы VTI и VT4. Зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения представлена на графике (рис. 4.97,6). Общий диапа­зон регулировки около 80 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Двухкаскад-ный усилитель (рис. 4.98, а) предназначен для работы на частоте 465 кГц и содержит два резонансных каскада на составных транзи­сторах VTI, VT2 и VT4, VT6. Регулировка полосы пропускания осу­ществляется подключением сопротивления полевого транзистора па­раллельно контуру. В первом каскаде роль регулирующего элемелта выполняет транзистор VT3, а во втором — VT6. Начальная полоса пропускания каждого контура составляет около 2 кГц. Зависимость общей полосы пропускания от управляющего напряжения представ­лена на графике (рис. 4.98,6).

Два усилителя на микросхемах. В основу схем усилителей (рис. 4.99) положена интегральная микросхема К122УД1, содержа­щая усилительный дифференциальный каскад на биполярных тран­зисторах, режим которых по току задан генератором стабильного тока на биполярном транзисторе. Схемы представляют собой одно каскадный резонансный усилитель с подачей входного сигнала (рис. 4.99, а) на базу транзистора дифференциальной пары и на базу токозадающего транзистора (рис. 4.99,6).


В обеих схемах уп­ равляющее напряжение подается на базу второго транзистора диф­ференциальной пары. За счет перераспределения токов транзисторов дифференциальной пары в зависимости от UуПр получено изменение коэффициента усиления каскада. Ввиду использования различных выводов микросхемы для подачи входного сигнала получены раз­ные зависимости Kу.и от Uynp, что проиллюстрировано на графиках. Частота настройки усилителей 100 кГц. Начальный коэффициент усиления (при Uупр = 0) равен примерно 20.



Рис. 4.97



Рис. 4.98



                                          Рис. 4.99



                                                          Рис. 4.100

Регулируемый усилитель с ОБ. Резонансный усилитель на ча­стоту 465 кГц (рис. 4.100, а) собран на транзисторе VT2, который работает в схеме с ОБ. В его эмиттерной цепи включен полевой транзистор, выполняющий функции переменного сопротивления. Управляющее напряжение положительной полярности подается на затвор транзистора VT1 через резистор R2. Зависимость Kу.и уси­лителя от Uупр представлена на графике (рис. 4.100,6). Амплитуда входного сигнала не должна превышать 10 мВ.

---

---